アプリケーションノート 5438

車載用入力電圧範囲全体で動作可能な中間レール2MHzスイッチング電源

筆者: Andrea Longobardi

要約: このアプリケーションノートでは、車載無線/インフォテイメントシステム用の中間8Vスイッチング電源について説明します。この設計は車載用入力電圧範囲全体(コールドクランク状態やロードダンプ状態を含む)で動作可能であるため、最新のインフォテイメントシステムのCDドライバ、LCD、無線モジュールなど、一般的なサブシステムに安定した8V電源を確保することができます。このスイッチング電源は、AM/FM帯域での乱れを避けるために2MHzの固定周波数で動作するため、無線システムに最適なソリューションを実現可能です。

同様の記事が、2012年10月31日に「EDN」に掲載されています。

はじめに

自動車でスタートストップ技術(アイドリング中にエンジンを自動的にオフにする機能)の利用が増加しているため、多くの車載システムは低入力電圧で動作する必要があります。これらの低入力電圧は、ウォームクランク(バッテリ電圧が6V程度まで低下する可能性がある)やコールドクランク(バッテリ電圧が3V程度まで低下する可能性がある)などの状況で発生します。図1は、各種アーキテクチャのソリューションを必要とする一般的な車載システムを示しています。
主電源が3.3Vのシステムでは、低ドロップアウト電圧のフロントエンドバックコンバータで十分な場合があります(ケース1)。必要に応じて、ブーストコンバータを3.3Vで動作させ、5V (CANトランシーバの場合など)やそれ以上の電圧をレギュレート可能です(ケース2)。5V以上の電圧レールで動作するシステムもあります。この場合は、フロントエンドの「プレブースト」によって、バックコンバータへの入力電圧が特定の電圧を下回らないようにする必要があります(ケース3)。この設計は3つ目のケースに対応します。
図1. 車載用電源ソリューション
図1. 車載用電源ソリューション
車載用システム、特に影響を受けやすいAM帯域のシステムでは、低電磁放射も非常に重要な要件です。ここで示した設計では、スイッチングコンバータをAM帯域以上、つまり1.71MHz (MW帯域のハイエンド)以上の周波数で動作させることによって、この課題に対処しています。スイッチングコンバータを高周波数で動作させると、外付け受動部品の小型化やコスト削減にも役立ちます。
図2は、スイッチング電源の回路図を示しています。この電源にはMAX15005ステップアップコントローラとMAX16952ステップダウンコントローラ、および正しい動作に必要なその他の回路が組み込まれています。この2つのICは、マイクロコントローラや専用のICによって供給される2MHzの外部方形波ロジック信号と同期されます。これによって、電源用に最適なスイッチング周波数を選択する上で大きな柔軟性が得られます。通常のバッテリ状態では、MAX15005はディセーブルされ、MAX16952がOUTBノードで8Vをレギュレートします。コールドクランク中にバッテリ電圧が低下すると、MAX15005がイネーブルされ、OUTAノードで電圧を引き上げます。これによって、MAX16952はOUTBノードで8Vをレギュレートすることができます。これら2つのICが優れた耐久性を備えているため、回路全体が車載環境で最高40Vのロードダンプに耐えられます。このシステムはメイン出力(OUTB)で20Wの電力(2.5Aで8V)を供給するように構成され、テストされています。一方、外付け部品は、さらに高い出力電力に達するように変更を加えることができます。
図2. スイッチング電源の回路図
図2. スイッチング電源の回路図

MAX16952の外付け部品

出力電圧とスイッチング周波数

OUTBノードで8Vをレギュレートするには、フィードバック抵抗分圧器(抵抗R22とR21で構成)を正しく選択する必要があります。R22に51kΩのローサイド抵抗分圧器を選択し(MAX16952のデータシートで100kΩ未満のローサイド抵抗が推奨されているため)、次の式を使用してハイサイド抵抗分圧器を選択する必要があります。
式 1. (式. 1)
ここで、VFB = 1V (typ) です。
R22に360kΩの標準の抵抗値を選択すると、得られる出力電圧の標準値は次のとおりです。
式 2. (式. 2)
抵抗器の許容誤差が1%であるとすると、スイッチング電源全体(OUTB)の最小電圧値と最大電圧値は次のようになります。
式 3. (式. 3)
式4. (式. 4)
ここで、VFB(MIN) は0.985V、VFB(MAX)は1.015Vです。
データシートの推奨事項に従って、外部周波数はMAX16952の選択された内部周波数の110%を超える値にする必要があります。MAX16952のスイッチング周波数は2MHzの外部信号と同期しているため、1.8MHz未満の内部スイッチング周波数を与える内部オシレータ抵抗R16を選択する必要があります。そのため、R16に30kΩの抵抗を選択しました。MAX16952を2MHzの固定周波数でスイッチングさせるには、ドロップアウト状態を避ける必要があります。MAX16952は、ターンオフ時間(tOFF)が100ns (typ)を超えるまではドロップアウトを回避します。これは、システムが次の最大デューティサイクルを超えることはできないということです。
式 5. (式. 5)
このステップダウンレギュレータの効率(Eff)が90%であることを考慮して、2MHzの固定周波数スイッチングを保証することができるMAX16952の最小入力電圧(OUTA)は次のとおりです。
式 6. (式. 6)
これは、OUTAの電圧が11.11Vのスレッショルドを下回ることはないということです。OUTAの電圧を11.11V以上に保つには、インダクタL1とショットキーダイオードD2間の電圧降下に約390mVのマージンを確保し、バッテリ電圧(INノード)が11.5Vを下回ったときにMAX15005ステップアップコントローラをイネーブルする必要があります。
40Vのロードダンプピーク時には、OUTAの電圧がさらに高い値に達し、MAX16952はその出力で8Vをレギュレートする必要があります。したがって、ロードダンプピーク時にMAX16952は次のデューティサイクルで動作する必要があります。
式 7. (式. 7)
MAX16952の最小ターンオン時間(tON)は80ns (typ)であるため、2MHzのスイッチング周波数では、最小デューティサイクルは次のとおりです。
式 8. (式. 8)
最小デューティサイクル0.16で、40Vのロードダンプ時に8Vの安定化出力が保証されます。

インダクタと電流検出

図3. MAX16952のインダクタ電流
図3. MAX16952のインダクタ電流
大きなインダクタンス値を使用してインダクタのピーク電流を引き下げると、ステップダウンレギュレータの効率が向上します。ただし、これを実現すると、プリント回路基板(PCB)上で大きな面積が必要になり、負荷レギュレーションが悪影響を受けます。許容可能な妥協点は、LIR (平均DC電流に対するインダクタのピーク間AC電流の比)が0.3以下になるようにインダクタ値を選択することです。図3に基づいて次の式を考慮します。
式 9. (式. 9)
式10. (式. 10)
式11. (式. 11)
これらの式を組み合わせると、1つの式だけでLの値を示すことができます。
式12. (式. 12)
したがって、通常の状態(OUTA = 12V)で係数LIRが0.3以下になるような最小インダクタ値は次のとおりです。
式 13. (式. 13)
2.2µHの標準的なインダクタL2を使用すると、係数LIRは次のピークインダクタ電流で0.24になります。
式 14. (式. 14)
検出抵抗R20の両端の電圧が68mV (min)に達すると、電流制限がトリガされます。インダクタの許容誤差にマージンを確保し、インダクタ電流がそのピーク値(IPEAK)に達したときに電圧降下が電流制限スレッショルドの60%になるように検出抵抗のサイズを設定します。
式 15. (式. 15)
R20には、標準の15mΩの抵抗を選択しています。

MAX15005の外付け部品

UVLOスレッショルド

MAX15005ステップアップコンバータの外付け部品を選択する際の最初のステップは、外部低電圧ロックアウト(UVLO)スレッショルドを決定することです。これは、メイン入力INピン、ON/OFFピン、およびグランドを接続する抵抗分圧器を選択することによって行います。この設計では、コールドクランクフェーズ中でも電圧はそこまで低下しないと想定して、入力電圧が5Vを下回るときにデバイスをオフにしました。R5に100kΩの抵抗を選択した後、次の式を適用してR4の抵抗値を選択します。
式 16. (式. 16)
R4には、標準の300kΩの抵抗を選択しました。

過電圧入力(OVI)

前にMAX16952の項で説明したとおり、MAX16952をドロップアウト状態にしないためには、OUTAノードの電圧が11.11Vを下回らないようにする必要があります。この電圧スレッショルドを考慮し、インダクタL1とダイオードD2について妥当な電圧降下を追加して、IN電圧が11.5Vを下回ったときにMAX15005をオンにすることが必要です。ただし、効率を最大限に引き上げるため、バッテリ電圧が通常のレベル(IN = 12V)にあるときはMAX15005が動作しないようにする必要があります。
これを実現するには、主電源の値に基づき、INピン、OVIピン、およびグランドを接続する抵抗分圧器を使用してMAX15005をイネーブルまたはディセーブルします。MAX15005は、OVIピンの電圧が1.228Vの電圧スレッショルドを超えるとディセーブルされ、OVIピンの電圧が1.228Vから標準的なヒステリシスの125mVを引いた電圧まで下がると、再びオンになります。20kΩに等しいローサイド抵抗分圧器R2を選択し、入力電圧が11.6Vを超えたときにMAX15005をオフにする必要があることを考慮して、ハイサイド抵抗分圧器R1は次の式に基づいて選択します。
式 17. (式. 17)
標準の170kΩの抵抗R1を使用した場合、12Vの通常のINバッテリ電圧から330mVのマージンを確保して、主電圧が11.67Vを超えたときにMAX15005はディセーブルされます。OVIコンパレータ上のヒステリシスを考慮すると、MAX15005をイネーブルする主電源の立下り電圧値を次のように見積もることができます。
式 18. (式. 18)
この結果はヒステリシスが大きすぎることを示しており、ヒステリシスを低減して主電源の立下り電圧スレッショルドを11.5V以上にする必要があります。これは、OVIピンとSSピンの間に直列抵抗とショットキーダイオード(R3とD1)を追加することによって実現可能です。MAX15005がディセーブルされると、SSピンが内部的にグランドに接続され、R3がR2と並列に接続されて、実質的にヒステリシスが低減されます。R3に180kΩの抵抗を使用し、ダイオード両端の電圧降下を無視すると、主電源の新しい立下り電圧スレッショルドは次のようになります。
式 19. (式. 19)
この構成を使用すると、入力電圧の立上りと立下りの両エッジで目標のスレッショルドに達する可能性があります。もう1つの手法として、外付けコンパレータを使用して主電源を監視し、OVI入力ピンを直接駆動する方法もあります。

出力電圧

図4. MAX15005のインダクタ電流
図4. MAX15005のインダクタ電流
2MHzの固定スイッチング周波数を維持するには、すべてのアプリケーション状態で、MAX15005のデータシートに規定された170nsの最小tONを尊重する必要があります。最小tONでは(2MHzのスイッチング周波数で) 34%の最小デューティサイクルとなり、MAX15005でレギュレートすることができる最小出力電圧が制限されます。この電圧スレッショルドを見積もるには、ブーストレギュレータのデューティサイクルを示す次の式を考慮する必要があります。
式 20. (式. 20)
最小デューティサイクルに達するのは、入力電圧(VIN)が最大値(この設計では11.67V)にあり、MAX15005が動作しているときです。前の式を下のように改変すると、この制限条件でMAX15005によってレギュレートされる最小出力電圧を見積もることが可能です。
式 21. (式. 21)
計算はショットキーダイオードD2両端の電圧降下0.3Vを考慮し、NMOS N1における電圧降下を無視して、最小デューティサイクルと最大入力電圧の両条件で実行されています。したがって、すべての動作状態で2MHzのスイッチング周波数を保証するには、MAX15005は17.38Vを超える出力電圧をレギュレートする必要があります。
10kΩに等しいローサイドフィードバック抵抗分圧器R13を選択して、次のようにハイサイドフィードバック抵抗分圧器R14を計算することが可能です。
式 22. (式. 22)
ここで、VFB(MIN) = 1.215Vです。
最後に、R14に許容誤差1%の137kΩ抵抗を使用すると、動作中のMAX15005によってレギュレートされる最小出力電圧は次のとおりです。
式 23. (式. 23)
これによって、MAX15005が常に2MHzの固定周波数でスイッチングすることが保証されます。
この設計の出力電力が20W (2.5Aで8V)に等しく、MAX16952の効率が90%であると想定して、MAX15005の出力電力は22.3W以上である必要があります。したがって、17.53Vの安定化出力電圧を考慮すると、MAX15005の平均出力電流は1.27Aです。MAX15005でさらに高い出力電圧をレギュレートすると、出力電流が低減され、必要なショットキーダイオードD2はより低価格なものですみます。ただし、出力コンデンサC7はMAX15005自体による安定化出力電圧に耐えられる必要があります。

同期と最大デューティサイクル

MAX15005のスイッチング周波数の外部同期を保証するには、その周波数がプログラム済みの内部オシレータ周波数よりも102%以上高い必要があります。R6に7kΩの抵抗、C4に100pFのコンデンサを選択することによって、MAX15005の内部オシレータ周波数が約1MHzになるため、外部同期周波数を2MHzに設定することが可能です。
SYNC入力で同期信号の立上りエッジを検出すると、コンデンサC4は1.33mA (typ)の内部電流ソースを介して放電します。このコンデンサの電圧(RTCTピン)が500mVに達すると、コンデンサC4は同期信号の次の立上りエッジが検出されるまで、VREG5ピンに接続されたR6を介して充電されます。放電時間(TDISCHARGE)によって、レギュレータの最小tOFFが決まります。この時間が(このケースのように) 160nsよりも短い場合、最小tOFFは160nsにクランプされます。実は、充電時間(TCHARGE)が340ns (TP = 500ns)であるとすると、RTCTの電圧は次のように増加します。
式 24. (式. 24)
放電フェーズ中の純放電電流が615µA¹であることを考慮して、RTCTピンの増大した電圧は次の時間で放電されます。
式 25. (式. 25)
160nsの最小tOFFは、68%の最大デューティサイクルを意味します。最大デューティサイクルが要求されるケースで適用したブーストレギュレータのデューティサイクルの式(式20)を(このケースでは、より低い5Vの入力電圧で)再利用すると、OUTAピンでMAX15005によってレギュレートされる最大電圧は次のとおりです。
式 26. (式. 26)
この電圧値によって、ドロップアウト状態にならないMAX16952の動作が保証されます。

インダクタの選択

インダクタ値を正しく選択する際の制約の1つは、ブーストレギュレータの最小出力電流に関係します。レギュレータを常に連続モードで動作させる場合、最小インダクタンス値は次のとおりです。
式 27. (式. 27)
この設計では、ワーストケースの条件はVINが最大値(11.67V)で、対応するデューティサイクルが37%の場合です。
8V段での最小電流が1Aで、バックコンバータの効率が90%である場合、ブーストレギュレータの最小出力電力は9.44Wになります。この電力は、ブーストレギュレータからソースされた538mAの最小出力電流IOUTA(MIN)に相当します。これら最新の考慮事項を総合して前の式を解くと、最小インダクタンス値は1.32µHです。この設計では、L1に2.2µHのインダクタを選択しました。

電流検出

検出抵抗の両端の電圧が標準値の305mVに達すると、MAX15005の電流制限がトリガされます。その結果、この抵抗を正しく選択するには、次のようにブーストインダクタのピーク電流を計算する必要があります。
式 28. (式. 28)
ピーク電流に達するのは、入力電圧が最小値のときです。このケースでは、それは5Vで、最大デューティサイクルは68%になります。前に計算したとおり、ブースト出力電圧(OUTAピン)は15.23Vで、MAX16952に必要な電力を供給するには1.46AのIOUTA電流が必要です。ワーストケースのシナリオでは、インダクタのピーク電流は4.95Aです。適切なマージンは、次のようにインダクタ電流がピークのときに200mVの電圧降下を生じるように検出抵抗を設計することです。
式 29. (式. 29)
したがって、R10には40MΩの抵抗を選択しました。

ベンチテスト

コールドクランクテスト

ベンチ上でコールドクランクテストを実施し、主電源電圧(IN)を10ms以内に12Vから7Vに減少させました。プロット1が示すとおり、IN電圧が減少すると、MAX15005はOUTAの電圧を17.5Vまで昇圧し始めます。これによって、MAX16952はOUTBで8Vの安定化電圧を維持することができます。一方、入力電圧が動作値に戻ると、MAX15005が停止し、OUTAの電圧はIN電圧からダイオードD2とインダクタL1における降下を差し引いた値まで減少します。テストはいずれもOUTBピンで2.5Aの出力負荷をかけて実施しました。

プロット1

プロット 1
プロット2プロット3は、それぞれコールドクランクの立下りフェーズと立上りフェーズを拡大したものです。

プロット2

プロット2

プロット3

プロット3

周波数ドメインの解析

オシロスコープのエンベデッドFFTツールを利用して、コールドクランク中のMAX16952のスイッチングノードのLX_Buckピンにおける電圧の周波数スペクトルをプロット4 (IN電圧の立下り)とプロット5 (IN電圧の立上り)に示します。周波数スペクトルには2MHzの周波数、関連した高調波、それにもちろんDC成分が含まれていることに注意してください。2MHzより下にAC成分がないため、AM帯域でのノイズによるかく乱が防止されます。

プロット4

プロット4

プロット5

プロット5
MAX15005のスイッチングノードのLX_Boostに同じ手順を実行しました。2MHzの周波数、高調波、DC成分がハイライトされ、AM帯域のノイズが除去されています。

プロット6

プロット6

プロット7

プロット7

一層の改善策

効率を最大限に引き上げるため、設計者はMAX15005が動作していないときに、通常のアプリケーション状態でショットキーダイオードD2をバイパスすることができます。これは、主電源が通常の値にあるときにNチャネルMOSFETをD2と並列に接続して実現します。電磁干渉(EMI)を低減するため、MOSFETゲートで電圧エッジを緩慢にし、外付け抵抗(R8、R17、R18、R19)を追加すると、それと引き換えに電力損失が増大します。MAX15005の電流検出波形上でスパイクを除去するには、小さなRCフィルタ(C6とR9)を導入するのが有効な場合があります。抵抗R7にオフセットを追加することによって、MAX15005の電流制限スレッショルドを引き下げることもできます。これによって、検出抵抗R10の両端で電力損失が低減されます。

参考

  1. この見積もりでは、内部の放電電流が1.33mAで、VREG5からR6経由でソースされる外部の充電電流がVREG/R6 = 715µAであると仮定しています。後者の見積もりでは、RTCTピンの電圧を0Vと近似しています。
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