アプリケーションノート 3767

最新の大電流CPU用の電源設計の課題に対処


要約: Intel®およびAMD®製のCPUの性能は、過去5年間で大幅に向上しました。性能がこのように向上したことによって、CPUに給電する電圧レギュレータの精巧さと複雑さが増大しました。電源設計者が直面する最大の問題は、「電力レベルの増大、許容誤差の厳格化、および高速な過渡応答の要件に対応すると同時に、電源の全体コストを低減する」ということです。このアプリケーションノートでは、パルス幅変調(PWM)、マルチフェーズ動作、および電流シェアリングの簡単な歴史と、最新の大電流CPUが提起する問題に設計者が対処するのに役立つ最新の技術の進歩について考察します。

性能要件の増大およびコストの制約の増大

下表に、CPUの性能が過去5年間にどれほど向上したかを示します。電力要件が大幅に増大する一方、電圧、特に電圧の許容誤差が減少していることに留意してください。

Features Pentium® III Pentium® 4 Extreme
Year Introduced 2000 2005
Core Speed (Hz) 600M 3.73G
L2 Cache 256K 2M
Front Side Bus Speed (MHz) 100 1066
Voltage (V) 1.75 1.30
Voltage Tolerance (mV) +40/-80 ±19
Power (W) 19.6 150

  1. 電力 電圧レギュレータを定義する1つのパラメータに、対応可能な「フェーズ」すなわちチャネルの数があります。各フェーズは、利用可能スペースや冷却などの要因に応じて、実質的に25W~40Wの電力を出力することができます。シングルフェーズの電圧レギュレータはPentium 3には十分でしたが、現世代のCPUには3または4フェーズのレギュレータが必要です。
  2. 電流バランス マルチフェーズ電源を設計する上での1つの問題は、電流(電力)をフェーズ間で確実に正しく割り当てるということです。あるフェーズの電流量が著しく不均衡であると、部品にストレスを加え、部品の耐用寿命を低下させます。したがって、ほとんどすべてのマルチフェーズ電圧レギュレータには、アクティブにフェーズ間の電流のバランスをとる回路が組み込まれています。
  3. 精度 CPUが高クロック周波数で動作するためには、非常に厳しい許容誤差に電圧を調整する必要があります。さらに、これらの厳しい許容誤差は、静的および動的の両方の負荷条件の下で維持しなければなりません。静的精度は、高精度のオンチップリファレンス電圧を実装し、オフセット電圧とバイアス電流を最小化することによって実現されます。動的精度は、電圧レギュレータの制御ループ帯域幅、およびレギュレータ出力で使われる大容量コンデンサの値に影響されます。レギュレータはCPUが要求する突然の電流変化に瞬時に反応することができないため、あらゆる設計で大容量コンデンサが必要となります。レギュレータの制御ループ帯域幅が高ければ高いほど、レギュレータはCPUが要求する電流により早く「追いつき」、大容量コンデンサが供給する電流をよりすばやく補うことができます。
CPUの電圧レギュレータに対する要求はコストの上昇を伴います。ダイ面積と端子数のどちらもが、レギュレータが対応するフェーズ数に比例します。高精度な電圧リファレンスでは、設計とキャリブレーションにおいて高度な手法を必要とします。電圧と電流の検出、基本的な電圧レギュレーション、およびアクティブな電流シェアリングのために使用されるアンプは、高速であるとともに、オフセット誤差とバイアス電流が少なく、またプロセスと温度に対して安定している必要があります。

大電力CPUレギュレータ設計の最も重要な問題は、おそらくコストです。CPUコア電圧レギュレータのフェーズ当りの価格は、過去5年間に4分の1以下に減少しました。

電源管理の基礎

ほぼすべてのマルチフェーズ電圧レギュレータは、何らかの形のPWMを使用します。そのほとんどは固定周波数であり、これによって、クロックがハイサイドMOSFETをターンオンし(図1のQHIを参照)、入力電圧がインダクタを充電することができます。

図1. 単純なシングルフェーズのバックレギュレータ
図1. 単純なシングルフェーズのバックレギュレータ

制御ループがこの「オンパルス」を終了すべき時期であると判断すると、ハイサイドMOSFETをターンオフし、ローサイドMOSFETをターンオンして(QLO)、インダクタを負荷に放電することができます。このタイプのPWM制御は、立下りエッジ変調と呼ばれます。立上りエッジ(ハイサイドターンオン)は(内部クロックによって)固定されており、立下りエッジ(ハイサイドターンオフ)が制御ループとリアルタイムの状況に基づいて変化するからです。ハイサイドMOSFETがオンである時間の、クロック周期に対する比率は、デューティサイクル(D)と呼ばれ、定常状態の条件下でVOUT/VINに等しくなります。

電圧モード(図2を参照)では、出力電圧(またはそれを調整したもの)を固定の内部リファレンス電圧と比較します。結果である誤差信号を、固定された内部のこぎり波(すなわちランプ)信号と比較します。ランプ信号はクロックパルスと同時に起動されます。ランプ信号が誤差電圧を下回る限り、PWMコンパレータの出力はハイのままです。ランプ信号が誤差電圧を上回ると、PWMコンパレータの出力はローになり、オンパルスは終了します。電圧ループは、制御電圧(VC)、したがってデューティサイクルを適切に調整することによって、出力電圧を一定に維持します(図3)。

図2. 単純な電圧モードのバックレギュレータ
図2. 単純な電圧モードのバックレギュレータ

図3. 電圧モードの波形
図3. 電圧モードの波形

ピーク電流モード(図4を参照)は、電圧モードで使用される内部ランプをインダクタの電流によって生成されるランプに置き換えることによって、制御ループに電流情報を追加します。電圧モードと同様、固定周波数のクロックがハイサイドMOSFETをターンオンし、インダクタ電流が上昇します。(調整された)ピークインダクタ電流が誤差電圧に等しいとき、オンパルスは終了し、ハイサイドMOSFETはターンオフされます。この手法を使用すると、外部電圧ループと内部電流ループが生成されます。外部電圧ループは、内部電流ループによって測定されるピークインダクタ電流を適切にプログラミングすることによって、出力電圧を一定に維持します。

図4. 単純なピーク電流モードのバックレギュレータ。
図4. 単純なピーク電流モードのバックレギュレータ。

トレードオフおよび検討事項

予想されるように、それぞれの手法には利点と欠点があります。この利点と欠点は電源設計者が考慮しなければならない各種要因と関連するため、以下の段落で詳しく検討します。

ノイズ耐性
制御ICの設計時にランプ信号を実用的なレベルにまで大きくすることができるため、電圧モードは十分なノイズ耐性を備えています。出力電圧は、コントローラに戻される唯一の感知信号であるため、電圧モードのレイアウトは比較的簡単です。

ピーク電流モードでは、出力電圧に加えて、外部の電流検出信号を戻すことが必要となります。これは、負荷電流経路で抵抗の両端を検出することで実現することができます(「電流バランス」を参照)。I2R損失を最小限に抑えるため、抵抗をできるだけ小さくしています。このため、信号は、電圧モードで生成される内部ランプに比べて1桁小さくなる傾向があります。信号が外部のノイズ源によって破壊されないように注意する必要があります。実際問題として、現在ではピーク電流モードは極めて一般的であり、優れた標準的な手法を使用すればレイアウトは難しくありません。

ラインレギュレーション
電圧モードは本来、入力電圧の変化に対する応答は遅くなります。入力電圧の変化に対する応答は、最初に、出力電圧のレギュレーション誤差に反映する必要があり、この誤差は電圧フィードバックループによって修正しなければなりません。したがって、応答時間は制御ループの帯域幅によって制限を受けます。最新の電圧モードレギュレータのほとんどには、入力電圧の変化を検出し、それに応じてランプのスロープを調整することによって「フィードフォワード」を適用するという回路が組み込まれています。ただし、これによってコントローラの複雑さが増大します。ピーク電流モードのデューティサイクルがインダクタの電流ランプによって制御されており、入力電圧と出力電圧の両方の関数であるという事実を考えると、ピーク電流モードはサイクルごとに固有のフィードフォワードを備えていることがわかります。このため、ライン電圧の変化への応答は極めて早くなります。

電流バランス
2つ以上のフェーズ(マルチフェーズ)で構成される電圧レギュレータには、アクティブにフェーズ間の電流のバランスをとって、1つのフェーズが不均衡な量の電流を処理することのないようにしています。フェーズごとの電流検出は、ハイサイドまたはローサイドのMOSFETを介して電流をモニタリングすることによって、または各フェーズに実装された電流検出抵抗を介して電流を検出することによって行うことができます。MOSFET手法は、既存の回路素子を利用するため安価ですが、MOSFET抵抗がプロセスと温度に対して著しく変化するため、正確性が劣ります。電流検出抵抗の手法は、極めて正確ですが、コストが増大し、電源の変換効率が低下します。

フェーズごとに電流の情報を抽出するもう1つの一般的な方法は、インダクタのDC抵抗(DCR)を電流検出素子として使用することです。この手法は既存の回路素子を利用するためコストは増大せず、またDCRの許容誤差に応じた適度な精度が得られます。直列の抵抗とコンデンサをインダクタの両端に追加し、RC時定数はL/DCR時定数に一致させます。コンデンサの両端で検出した電圧は、インダクタを流れる電流のDC分とAC分を非常に良く表します。この手法は、電圧モードと電流モードのどちらのCPUレギュレータでも、現在非常によく使用されています。

電圧モードと電流モードがこの情報をどのように使用するかによって、別のトレードオフが発生します。電圧モードは、制御ループの電圧情報のみを使用するため、各インダクタの個々のフェーズ電流を制御することはできません(電流のバランスをとるためには、個々のフェーズの電流を制御することが必要です)。ピーク電流モードは、制御方式の一環としてインダクタ電流の情報を利用するため、固有の電流シェアリングが実現されます。最新のマルチフェーズ電圧モードレギュレータでは、2つ目の制御ループを追加して電流のバランスをとっているため、ICの複雑さが増大し、それとともに「電圧ポジショニングと過渡応答」で述べる他のトレードオフが生じます。

ピーク電流モードは固有の電流シェアリングを実現しますが、電流マッチング精度に影響を及ぼす不具合が1つあります。インダクタ電流のピークは制御されますが、電流の谷は制御されないため、2つのフェーズ間のインダクタンスに(たとえば許容誤差があるために)不一致があると、ピークトゥピークの大きさがさまざまなインダクタ電流のリップル信号が発生します。これによって、2フェーズ間で電流のDC不一致が生じるため、フェーズ電流のバランスをとるときの精度に影響します。

マキシムは、Rapid Active Averaging (RA2) (高速アクティブ平均)と呼ばれる技術によって、この制限に対処しています。RA2は、各フェーズにおけるインダクタリップル電流を平均します。RA2回路(図5を参照)は、各フェーズのピークトゥピークのリップル電流を5~10回のスイッチングサイクルにわたって「記憶」し、リップル電流の1/2だけピーク電流信号を減らす方向にバイアスをかけます。ピークの制御ポイントがインダクタ電流のピークからDC電流ポイントに移動されているため、ピーク電流モードの制御の利点がすべて保持され、同時に高精度のDC電流マッチングが得られます。RA2回路はレギュレーションに使用される電流ループ経路の一部ではないため、過渡応答速度を低下させることはありません。この技術は、Intel製VRD 10.1 (と次世代VRD)およびAMD製K8ソケットM2用に設計されたMAX8809A/MAX8810Aコアレギュレータで使用されています。

図5. RA2アルゴリズムの実装
図5. RA2アルゴリズムの実装

電圧ポジショニングと過渡応答

最新のCPUでは、プロセッサの負荷が突然変化すると、大きな過渡電流が発生します。このような厳しい動的条件の下で電圧の許容誤差を維持する必要があります。許容誤差を維持しなければ、CPUがロックアップしやすくなります。大容量コンデンサによってCPU電流の突然の変化を十分に吸収または供給することができるようにすれば、許容誤差を維持することができます。ただし、これによって全体コストが上昇することになります。

ほとんどの大電流CPUコアレギュレータの設計は、電圧ポジショニングと呼ばれる手法を用いて、大容量コンデンサの要件を軽減しています。負荷電流が増加するにつれて、定義したスロープにしたがって、出力電圧を低下(減衰)させることができます。電圧対電流のラインは「負荷ライン」と呼ばれることがあり、スロープはインピーダンスとして規定されます(たとえば、1mΩ)。この利点は、動的条件下での電圧マージンが増加し、これによって、安全動作に必要な大容量コンデンサの値が減少することです。

電圧ポジショニングについての検討事項を無視すれば、電圧モードには電圧ループ応答に関する理論的な利点があります。理論上のループ帯域幅は、(出力電圧)リップル周波数の関数、すなわち、フェーズごとのスイッチング周波数にフェーズ数を乗算したものです。ピーク電流モードの場合、電圧ループ帯域幅は、「サンプリング効果」と呼ばれる現象のために、フェーズごとのスイッチング周波数のみの関数になります。

ただし、実際には、電圧ポジショニングのアプリケーションに違いがあります。電圧モードの制御には、電流バランスのための2つ目の制御ループが必要であることを思い出してください。ループ帯域幅は電圧ループとの干渉を防ぐため、一般に電圧ループ帯域幅の1/5~1/10に設定されます。通常、電流バランスでは、低速な調整しか要求されないため、この値で十分です。ただし、電圧ポジショニングの場合、負荷の過渡電流に応答する能力は電流ループ帯域幅の一次関数です。電圧モードの場合、帯域幅は極めて低くなります(たとえば、5kHz)。ピーク電流モードの場合、電圧と電流の両方の情報を利用するループが1つしかないため、電流ループ帯域幅は電圧ループ帯域幅と同じです(たとえば、50kHz~75kHz)。これによる過渡性能の違いは、図6および7のスコープ画面から極めて簡単に確認することができます。どちらの図も、95Aの負荷ステップと、それに続く95Aの負荷解放に対する応答を示します。

図6. 電圧モードの過渡応答(競合品)
図6. 電圧モードの過渡応答(競合品)

図7. ピーク電流モードの過渡応答(MAX8810A)
図7. ピーク電流モードの過渡応答(MAX8810A)

レギュレータが電圧ポジショニングを実装する方法はさまざまです。電圧モードの2つ目の電流ループは通常、総平均電流の情報を提供します。この情報(通常、調整済みのもの)によって、抵抗器でオフセット電圧を設定します。オフセット電圧は、リファレンス電圧(所望の出力電圧)または実際の(フィードバック)電圧のいずれかに加えられます。抵抗値を選択することで、適切な負荷ラインのインピーダンスが得られます。

MAX8809A/MAX8810Aは異なる手法を採用しており、有限利得を使用して出力負荷ラインをアクティブに設定します(図8)。

図8. アクティブ電圧ポジショニングによるピーク電流モードの制御(MAX8810A)
図8. アクティブ電圧ポジショニングによるピーク電流モードの制御(MAX8810A)

誤差電圧は、次式で与えられます

VC = gMV x RCOMP x (VDAC - VOUT)

ここで、gMVはエラーアンプの利得、RCOMPはエラーアンプの出力とグランドを結ぶ抵抗、VDACは所望の出力電圧、VOUTは実際の出力電圧です。

同様に、PWMコンパレータに対する反転入力の電圧は、次式で与えられます。

VC = (IOUT / N) x RSENSE x GCA

ここで、IOUTは出力(CPU)負荷電流、Nはフェーズ数、RSENSEは電流検出素子の値で、GCAは電流検出アンプの利得です。 レギュレーションでは、これらの2つの電圧は等しくなければなりません。式を代入して並べ替えると、以下のようになります。

(VDAC - VOUT) / IOUT = (RSENSE x GCA) / (N x gMV x RCOMP)

項(VDAC - VOUT)/ IOUTは、以前に負荷ラインインピーダンスとして定義されたものです。電流検出利得(GCA)およびエラーアンプの相互コンダクタンス(gMV)は、IC設計で固定される定数です。パラメータRSENSEおよびNはアプリケーションによって決定されます。したがって、負荷ラインインピーダンスのプログラムは簡単で、RCOMPの適正な値を選択するだけです。これで、電圧エラーアンプの利得がプログラムされます。

ループ補償
上述のMAX8809A/MAX8810A用の電圧ポジショニング手法の利点は、その簡潔さです。電圧ポジショニングのエラーアンプの出力端に置かれた抵抗器を使用することでループ補償も可能となります。ピーク電流モードでは、大容量コンデンサとそのESRによって生成されるゼロを相殺するために単極補償のみが必要となります。MAX8809A/MAX8810Aでは、電圧ポジショニングの抵抗器に並列に小型コンデンサを追加することだけが必要となります。電圧ポジショニングとループ補償を組み合わせると、レギュレータの出力精度に影響を及ぼす可能性のある誤差原因が減少します。

電圧モード制御では、変調器(制御ループ)と出力フィルタリングによって生成される極およびゼロが原因で、補償がさらに複雑になります。電圧モードは通常タイプ3補償を必要としますが、これによって小型抵抗およびコンデンサの数が増加します。

温度補償
電流検出にインダクタのDCRを使用することの1つの欠点は、銅の正の温度係数にしたがって、DCRが温度に対して変化することです。これは、電圧ポジショニングと電流制限保護の両方の精度にじかに影響を及ぼします。

補償するには、設計で、値は等しいが温度係数が反対(負)の抵抗器、すなわちNTCを使用します。NTCは通常、負荷ラインインピーダンスをプログラムする抵抗ネットワークの一部であり、動作温度範囲にわたって出力電圧対電流が安定であることが保証されます。NTCは温度に対して線形ではないため、抵抗ネットワークに2つの抵抗を追加し、対象の温度範囲に対して線形化する必要があります。

欠点は、電流制限情報が温度補償されていないということです。高温で電流が増大した信号に対処するには、室温での電流制限スレッショルドの上限を調整する必要があります。電流制限値において最大電流を処理するには、室温で、インダクタとMOSFETの値を極めて大きくする必要があるため、結果として、ソリューションのコスト増大につながります。

繰り返しますが、MAX8809A/MAX8810Aは革新技術の一例です。これらのレギュレータはNTCも使用しますが、この情報は電圧ポジショニング回路とは無関係に適用されます。線形化の機能が内蔵されているため、2つの抵抗が不要になります。温度補正の電流情報は内部で電圧ポジショニングと電流制限の両方で使用されます。競合品は通常、電流制限を補償するために2つ目のNTCを必要とします。MAX8809A/MAX8810AもVRHOT機能(電圧レギュレータが一定の温度を超えたことを示す信号)用に同じ内部温度情報を使用しています。このため、1つの温度検出部品の価格で、3つの温度機能を得ることが可能で、全体的なコストを削減することができます。

結論

最新のCPUの給電に使用される電圧レギュレータの制御の基礎について、2つの一般的な方式(電圧モードとピーク電流モード)を含めて検討しました。各手法には、特定のトレードオフが存在するため、大電流のマルチフェーズ設計に対処する電源設計者は、このトレードオフを考慮する必要があります。MAX8809A/MAX8810Aコアレギュレータなどの製品に装備された機能および技術は、RA2によるピーク電流モード制御が実現されており、設計プロセスの簡素化とソリューション全体のコスト削減に有効です。デスクトップPCやマキシムのサーバアプリケーションのための、その他の電圧レギュレータソリューションの詳細については、『コンピュータ:デスクトップ、ワークステーション、サーバ概要』をご覧ください。