设计指南 1109

输出高压的小型升压转换器

有许多器件需要高压电源,如雪崩二极管(APD)的偏置电源、压电传感器(PZT)、真空荧光屏(VFD)以及微机电系统(MEMS)等。本应用笔记介绍了三种从低输入电压产生高压输出的结构(图1a图1b图1c)。下面将针对其功率密度和电路尺寸,分别讨论这些结构的优点和缺点。在应用笔记结尾部分,列举了一些实验数据,以对比基于变压器和基于电感的解决方案。

图1a-1c. 从低输入电压产生高压输出的高压DC-DC转换器的三种结构
图1a-1c. 从低输入电压产生高压输出的高压DC-DC转换器的三种结构

在许多APD应用(75V)中,高压偏置电源要求从3V电源产生。这种需求将面临以下难点:
  • 高压MOSFET在3V低压栅极驱动下无法工作。
  • 高压MOSFET较大的漏源电容需要消耗电感中的能量,将其漏极电压提升至输出电压。导致的能损会高达1/2 fswitch×CDSVOUT ²。
  • 高压MOSFET比低电压型号的体积更大、价格更高。在开关电源IC中,很少具有内置的高压功率MOSFET。
  • 极端情况下的占空比会导致过短的关断时间或很低的开关频率。较低的开关频率又会造成更高的纹波,并需要较大的磁性元件。
图1c的电路通过采用一个自耦变压器,解决了上述难题。由于MOSFET上的峰值电压降低了,从而能够采用MAX1605内部的28V MOSFET。整个电路(比8引脚的DIP封装还小)能够装配在一块6mm x 8.5mm的双面板上(图2)。

图2. 采用MAX1605,该6mm x 8.5mm的DC-DC转换器将2.5V升压至75V。顶层和底层的电路布局如图所示。
图2. 采用MAX1605,该6mm x 8.5mm的DC-DC转换器将2.5V升压至75V。顶层和底层的电路布局如图所示。

工作原理

将标准的升压和回扫DC-DC转换器结合起来,就构成了图1c所示的混合电路。这种组合结构将次级绕组的回扫电压叠加到输入电压和初级绕组的回扫电压之上(标准的回扫转换器仅利用了次级端产生的回扫电压)。与标准的升压转换器相比,这种结构通过限制LX端电压,利用低压MOSFET产生了较高的输出电压。

变压器提供了下列优点:
  • 更高的输出电压
  • 较小的工作占空比
  • MOSFET上承受的电压更低
当变压器工作在非连续模式下,且MOSFET的峰值电流恒定时,还具有以下优点:
  • 更高的开关频率产生的输出纹波更小
  • 更高的纹波频率
  • 较小的磁性元件
MAX1605以及其它许多升压转换器都能够采用这种结构。最高输出电压受限于变压器的匝数比、变压器和二极管的额定电压、MOSFET的额定电压和漏极电容、以及二极管的反向恢复时间。

标准升压电路

标准的升压转换器如图1a所示。当MOSFET闭合时,电感电流线性上升;而当MOSFET关断时,LX端电压飞升至VOUT + VD,同时电感电流线性下降。直观地,如果电感花费1/n的时间向输出传输能量,则输出电压(VOUT)是输入电压(VIN)的n倍,由此导出下列关系式:



其中D为占空比。通过图3能够找出理论上的分析证明。这个证明的关键之处在于稳态工作,即电流向下的变化量等于电流向上的变化量:



图3. 分析图1a电路的电感电流将有助于确定占空比
图3. 分析图1a电路的电感电流将有助于确定占空比

这样,最终的电感电流等于起始的电感电流:



由于它们相等,则



通过将变压器次级绕组的左端连接至VIN,并取匝数比为1,则图1b的电路等价于图1a的电路。由于次级端的二极管能够被映射至初级端,使回扫转换器和升压转换器之间的关系易于理解。

大于1:1的匝数比提供了一种杠杆作用,能够允许在较短的占空比下,实现较高的输出电压。同样地,变压器的节点1能够连接至任何一个电源,从而以该电源作为基点。由于LX在关断周期电压升高,如果将节点1连接至LX端,则可以得到更高的输出电压,如图1c所示。这种连接也有助于获取一些漏感能量,否则的话,这些能量将被注入MOSFET,在MOSFET的漏极产生高压尖峰。如果电压尖峰高出了MOSFET的容许电压,就必须用一个缓冲电路来消耗掉漏感能量。

图1b中LX被短接至地,象电感一样,初级端电流线性上升。二极管反向偏置,没有电流流过变压器的次级绕组,这是因为



当LX端开关关闭时,初级端电流终止,但是N × I乘积保持不变:



其中,“P”代表初级端,“S”代表次级端,“initial”代表MOSFET关断之前的瞬间电流,“final”代表MOSFET关断之后的瞬间电流。

由于IS_initial = IP_final = 0,所以



图1c电路完全相似,除了IP_final = IS_final,这样



为了简化公式,匝数比‘N’可以表示为:



由于图1c中的次级端并不是独立工作,所以这种表示方法与传统习惯不符,但是N的定义还是比较适合于图1c。

图4是图1c的初级端电流波形。对于那些输出电压超过输入电压2倍的升压转换器来说,关断时间对于效率的影响相对开通时间更为显著。假定(对应于升压转换器)关断时间已经通过电感的最小化(LBST)而尽可能地缩短,元件尺寸也随之减小至一个临界点,进一步的减小将导致不期望的效率损失。接着,取图4中的变压器总电感为LBST的N倍。这是因为初级端电流从IPK/N,而不是IPK值下降,所以初级电感必须为N倍,以保持相同的关断时间。

图4. 分析图1c电路的变压器初级端电流将有助于确定占空比
图4. 分析图1c电路的变压器初级端电流将有助于确定占空比

初级电感等于:



其中,LTOT为自耦变压器的总电感。由于LBST等于LTOT的N²分之一,而LTOT等于LBST的N倍,所以LP等于LBST/N。结果是,初级端电流比简单的升压转换器上升得更快。



对于稳定状态,由图4可知:



其中,ΔIUP是初级端电流向上的变化量,而ΔIDOWN是电流向下的变化量。ΔIUP和ΔIDOWN可由下式计算:





所以



求出VOUT/VIN为:



图3和图4都是按比例绘制,并且具有相同的关断时间(设置为某个优化的最小值)。图3和图4中的阴影区域代表输出至负载的能量,并且每个脉冲的能量比例于该区域的面积。该能量也可由表达式1/2 L × I²计算(说明:图4中的电感L大了N倍,而电流I小了N倍)。由于图1c电路每个脉冲输出的能量要少,所以输出纹波小了N倍。这样,变压器不仅起到了提升输出电压的杠杆作用,而且也降低了输出纹波。

尽管图1c结构每个脉冲输出较少的能量,但是可以通过输出更多的脉冲来补偿,正如图4所示。图1c要求一个N倍大的电感,但是饱和电流小了N倍,这是因为初级和次级端仅能够同时达到IPK/N的峰值电流。在ISAT减小了N倍而同时电感大了N倍的情况下,变压器的储能能力也小了N倍。变压器的尺寸是其储能能力的函数,所以理论上来讲,你可以采用一个物理尺寸减小了N倍的变压器。实际应用中,可用尺寸往往受限于市场。

输出纹波

对于非连续导通模式,转换器输出纹波可以通过电感或变压器中能量的变化等于关断期间输出电容上的能量变化来计算。由于电感/变压器的能量在转换周期末为零,所以忽略负载时纹波可由下式计算:



对于升压电路,L = LBST、I = IPK,而对于图1c电路,L = LBST × N、I = IPK/N,所以:



其中,ΔVOUTA是升压结构的输出纹波,而ΔVOUTC是图1c电路的输出纹波。图1c的纹波仅为升压结构的1/N,且开关频率高N倍。

图5给出了图1a和图1c电路的纹波比较,这两个电路设计为相同的关断时间。由于变压器电路中的占空比经过调整(接近50"),所以控制器在相同的关断时间内,能够工作于N倍高的开关频率。

图5. 本示意图对比了图1a电路产生的纹波和图1c电路产生的纹波,前提是假设两者的关断时间都优化为最小值。
图5. 本示意图对比了图1a电路产生的纹波和图1c电路产生的纹波,前提是假设两者的关断时间都优化为最小值。

效率考虑

在基于变压器的结构中,主要考虑三个效率损耗因数。变压器/电感直流电阻以及开关电阻产生的损耗,其值与峰值电流的平方成比例。变压器的漏感也产生损耗,这是因为变压器的能量并没有完全耦合至输出。当二极管被快速而重度地反向偏置时(MOSFET闭合时),二极管的任何延时(反向恢复时间,tRR)都会带来显著的损耗。

开关和变压器初级绕组的直流阻抗引起的百分比效率损耗,不取决于负载,可以近似为:



其中,ER_LOSS是每个脉冲内由阻抗引起的能量损耗,Edelivered是每个脉冲内输出的能量。通过积分初级端电阻功耗,阻抗引起的效率损失在较大占空比下可近似为:



其中,D是占空比,以百分比表示,而R是开关阻抗和初级端阻抗之和。对于工作在断续模式下,应用于图1a和图1c电路的方程是完全一样的。由漏感引起的效率损失可以近似为:



其中,LLeakage是等效至初级端的所有漏感。变压器的匝数比越高,其漏感越大,频率越高,每个脉冲内输出的能量越小,降低效率的因素会变得更为显著。

变压器选择

由于选择成品变压器的范围要比选择电感窄得多,所以变压器通常要比能量及能量密度相当的电感花费更多。变压器的用户群本来就小,加之可能的变压器结构形式要比相应的电感结构多很多。这样,通常是基于定制变压器进行磁元件设计。

在制定自耦变压器规格时,先考虑为一个等效的电感。例如,由Toko提供的一种电感:

D32FU 680µH/74mA/20Ω/3.5mm × 3.5mm × 2.2mm。

然后令自耦变压器端到端特性与此相似。对于一个1:9匝数比的变压器来说,初级端标称值将等于6.8µH/740mA/2Ω。该标称电感值基于参数N²计算得出(这里N等于总匝数除以初级端匝数)。对于一个1:9的匝数比,则总匝数肯定是10的整数倍。在上述计算中,N应该等于10。电感的饱和电流与N成反比,而阻抗与N成正比。

有时侯,温度限制使最大额定电流不能够达到N倍;另外,有限的产品可选也限制了理想的设计起点。在与定制变压器供货商讨论设计时,该分析提供了一个参考起点以及合适的范围。当绕制一个自耦变压器时,它比一个等效的磁元件所要求的尺寸要小(更小的绕线骨架),这是因为次级端电流更小,绕线可以更细。然而,额外的加工成本常常阻碍了这种方法的应用。

应用

图6电路能够产生75V的APD偏置电源。由于变压器降低了开关端的电压应力,所以能够采用一个小型的6引脚SOT23封装的器件,如MAX1605。IC内部28V/500mA的MOSFET绰绰有余,这是因为其上承受的峰值电压仅为VIN + (VOUT - VIN)/N = 17V。若采用更高的匝数比,该电路能够输出更高的电压。

图6. 本电路布局如图2所示,用来从2.5V产生75V的输出电压。
图6. 本电路布局如图2所示,用来从2.5V产生75V的输出电压。

图7为MAX1605的最大输出电流与输出电压和输入电压的函数关系(控制器在5"的失调范围内,测量的典型值)。

图7. 最大负载与输出电压曲线说明了图6电路的最大可驱动负载
图7. 最大负载与输出电压曲线说明了图6电路的最大可驱动负载

对于图1c电路,输出纹波可由下式计算:



其中,LP为初级端电感值,IPK为初级端峰值电流(500mA),COUT为输出电容(0.47µF),VOUT为输出电压。在75V输出时,纹波为16mVP-P。低值电感产生如此低的纹波,这在象图1a那样的直接升压结构中,通常是无法实现的。

即使是16mVP-P的纹波对许多应用来说还不够小。对于APD的偏置电源来说,电源纹波不允许太高,因为纹波将直接耦合至信号。这样的应用可以在电源之后加入RC或LC滤波器,但是RC滤波器中的电阻会带来负载调整误差。典型负载电流很小,但纹波滤波器可能要求很大的电阻。

由于100V、大容值电容占用较大的板上空间,所以滤波器主要靠阻抗部分。对于一个相同的转折频率(采用同样的电阻和电容),采用图8电路可以将负载调整误差降低β倍。尽管引入了固定的VBE压差,这种方法极大地减小了负载对VOUT的影响。为了在相同级别的负载调整率下达到更大的纹波衰减,可以采用β倍的滤波器电阻。

图8. 滤波器进一步降低了纹波
图8. 滤波器进一步降低了纹波

实验比较:电感和变压器方式

为了公正地比较高压转换器中的电感和变压器,我们采用具有下列特点的开关转换器:
  • 外置MOSFET
  • 开关频率可调
  • 限流可调
  • 提供评估套件
MAX668电流型控制器满足这些标准,且无须采用前馈电容。在图9电路中,通过互换变压器和电感以及MOSFET,用户能够比较它们的性能。

图9. 该电路可以用来产生更大功率和更高的电压输出
图9. 该电路可以用来产生更大功率和更高的电压输出

MAX668包括MOSFET驱动器,能够有效地驱动48nC门极电荷的IRF7401 MOSFET。采用下列元件,就可以构成一个基于电感的150V升压转换器。下列元件与MAX668评估板一起使用:
  • 电感:Coilcraft的DO1813P-472HC,4.7µH/2.6A/0.054Ω的电感
  • 超快速二极管:ES1D 200V,15ns的反向恢复时间
  • MOSFET:IRF640NS 200V,0.15Ω,QG = 67nC,COSS = 185pF,在5.5V栅极驱动下,提供2A以上的电流能力
  • 检测电阻:50mΩ的检测电阻
在FB端和某个电源端之间连接一个电阻,通过在FB端吸收或源出电流来调节输出电压。接着,将输出电压调至150V,输入电压调至6V。

对于采用基于电感的解决方案,在150V输出时,最大负载电流为18mA (2.7W)。6V电源输入时,峰值效率(65")发生在最大负载下,静态(空载)电流为91mA。电路中的静态电流损失归结为二极管的反向恢复时间和MOSFET的漏极电容。在图10中说明了这些影响。

图10. 框内图片(左边)验证了ES1D的15ns反向恢复时间的影响;放大的波形(右边)揭示了由于二极管没有能够及时关断,导致电感电流负向变化。
图10. 框内图片(左边)验证了ES1D的15ns反向恢复时间的影响;放大的波形(右边)揭示了由于二极管没有能够及时关断,导致电感电流负向变化。

将电感更换为下面的电感、采用图1c的结构,就实现了基于变压器的方案(图11):

Sumida的CMD-8LN 6313-T036,
LP = 5.6µH, IP = 2.3A, NP:NS = 1:9,
RP = 0.5Ω

图11. 基于变压器方式的MAX668电路,即图9所示的150V升压DC-DC转换器输出的开关波形。
图11. 基于变压器方式的MAX668电路,即图9所示的150V升压DC-DC转换器输出的开关波形。

当采用匝数比1:9的变压器,仅要求使用22V的MOSFET,在变压器电路中实际采用了30V的MOSFET (代替了200V的MOSFET)。在输出150V、25.5mA (3.8W)时,效率还达到了77"。峰值效率为88" (在15mA输出时),全部的空载电源电流仅为1.8mA。

如果与变压器一起使用200V的MOSFET,则允许更高的电压输出。理论上,200V的MOSFET和1:9的变压器组合在一起,能够产生高达2kV的输出电压,但实际上,变压器绕组无法承受如此高的电压。另外一个难题是,大于1kV的反向快恢复二极管也很少。若使用较慢的反向恢复时间二极管,则应该降低开关速度。

采用Central Semiconductor的400V CMR1U-04二极管(50ns的tRR)替换ES1D二极管,并且改变输出电容,使该电路能够产生高达400V的输出电压。ES1D二极管不能可靠地产生大于346V的电压,因为在MOSFET闭合时,其阳极端电压达到-9 × VIN。当配置VOUT = 330V时,电路能够输出9.6mA (3.1W)的电流,效率达到60",并且峰值效率为66" (输出4mA)。

如前面所述,对于150V的输出,采用30V的MOSFET显得更为合理。采用IRF7811W (30V/0.012Ω/QG = 18nC/CDSS = 500pF)代替IRF640NS,尽管导通电阻显著地降低(从0.15Ω降为0.012Ω),但效率提升很小。当输出最大负载电25.7mA (150V)时,效率为82.3" (比77")。峰值效率为88" (15.5mA)。图12汇总了不同情况下的效率曲线。

图12. 该效率与负载曲线对比了基于变压器的DC-DC升压转换器与基于电感的DC-DC升压转换器之间的关系。当采用变压器时,最大负载能力、静态电流和效率都得到了极大地改善。
图12. 该效率与负载曲线对比了基于变压器的DC-DC升压转换器与基于电感的DC-DC升压转换器之间的关系。当采用变压器时,最大负载能力、静态电流和效率都得到了极大地改善。

有两个方面对改进效率的作用不大,一个是变压器的初级端损耗(阻抗损耗和泄漏能量),另一个是MOSFET的容性损耗。起决定作用的损耗来自于变压器初级阻抗,其阻抗大约0.5Ω。可以按比例地调整系统,以输出更大的功率。例如,对于一个IPSAT = 5A、LP = 1.7µH的定制变压器,其输出功率将达到2倍以上。

除了可以采用更小、更便宜、更高效的MOSFET IRF7811W外,变压器升压转换器还能够工作在更低的输入电压。变压器的杠杆作用不仅提高了功率密度和转换效率,降低了纹波,而且还允许使用更小、更便宜的MOSFET,甚至片内的MOSFET。采用变压器的成本更大程度上依赖于市场。当体积和功率密度成为第一位时,可考虑采用变压器方案。

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