应用笔记 698

采用硅双极型IC简化VCO设计


摘要 : 压控振荡器(VCO)的频率随着作用在其调谐端口的电压而改变,在锁相环内(PLL),VCO为超外差接收机内部的频率转换提供稳定的本振(LO)信号。VCO还可用于发送链路,将基带信号上变频至射频(RF)以便通过电视广播传送。

压控振荡器(VCO)的频率随着作用在其调谐端口的电压而改变,在锁相环内(PLL),VCO为超外差接收机内部的频率转换提供稳定的本振(LO)信号。VCO还可用于发送链路,将基带信号上变频至射频(RF)以便通过电视广播传送(图1)。

图1. 典型的超外差接收机框图,VCO是PLL的一个组成部分。
图1. 典型的超外差接收机框图,VCO是PLL的一个组成部分。

设计考虑

进行VCO设计时,必须考虑下列重要参数,其中最需要考虑的是VCO的相位噪声:
  • 输出电平,用dBm表示(dB对应与1mW)
  • 输出谐波电平,用dBc表示(dB对用于载波功率)
  • 调谐灵敏度,用Hz/V表示
  • 振荡频率的负载牵引,用Hz p-p表示(对于给定的负载,电压驻波比(VSWR)旋转360°)
  • 频率推移,用Hz/V表示,在偏置电压改变的情况下
  • VCO相位噪声,用dBc/Hz表示,在给定的频偏下
以下将分别讨论各参数的定义。

输出电平

在典型的超外差接收机中,由于VCO除了驱动混频器外,还要推动PLL频率合成器的射频预分频器,因此,通常需要一级缓冲放大,提供负载隔离、同时增大负载驱动能力。

输出谐波电平

输出谐波电平是用来衡量VCO输出能量中谐波所占比例,这些谐波电平通常小于-15dBc。振荡器内部有源器件的非线性自限幅是其产生根源。振荡器需要剩余增益弥补谐振损耗,但过大的剩余增益将造成更强的限幅,产生的谐波成分也更多。因此,设计人员必须在降低谐波电平与保证振荡器起振所需过量增益之间折中考虑。

调谐灵敏度

调谐灵敏度是一个系统级的指标,是所需调谐频率范围与最大调谐电压之比,单位为Hz/V。调谐灵敏度反比于带载振荡器槽路的品质因子Q。调谐灵敏度越高,振荡器的品质因子Q应该越低。

另外一个重要且必须考虑的因素是在整个调谐频率范围内调谐灵敏度的变化。如果VCO的调谐灵敏度在调谐频带内有显著变化,PLL频率合成器的性能将受到影响。典型的PLL (锁相环路)中,增益最高的器件就是VCO,通常具有数十MHz/V的调谐灵敏度。如此之高的增益,会由于调谐端的噪声而产生不希望的调制边带,因此设计人员应该尽量减小调谐端的噪声。

负载牵引

负载牵引用来度量自由振荡VCO对输出端负载变化的灵敏度。具体测试需要一个失配负载阻抗和长度可调的传输线。将VCO与失配阻抗连接起来,通过调节传输线长度使相位角改变360°,测量频率变化的峰值范围。负载牵引定义为:在给定的负载电压驻波比(VSWR)、相位差变化360°时频率移动的峰-峰值。式1描述了VSWR与负载阻抗失配的关系:

式1:



其中:

VSWR = 电压驻波比
Γ0 = 负载反射系数: 入射波与反射波的电压比(在负载端)
ZL = 负载阻抗
Z0 = 传输线特征阻抗

采用缓冲放大器是减小VCO对负载变化敏感度最常用的手段。

频率推移

频率推移是用来衡量自由振荡的VCO对其偏置电源电压改变的敏感程度。定义为在给定的范围内改变电源电压时,输出频率的变化量除以电压差所得到的商,单位为Hz/V。如果VCO的频率推移因子介于主调谐电压灵敏度的5%至10%之间,就可以认为该VCO设计得好。MAX2620是频率推移性能优异VCO的典型代表,其调谐端灵敏度为10.4MHz/V,而频率推移敏感度仅有71kHz/V,比调谐端灵敏度低1%。

VCO相位噪声

自由振荡VCO的相位噪声是噪声边带电平与载波功率电平的相对值。在典型测量中,通过观察VCO在频谱分析仪上的输出,在给定的偏移频率(相对于载波频率)处1Hz带宽内的测量噪声电平。通过测试不同频率偏移下的噪声电平、并在每种情况下适当改变IF带宽的间隔,带有特殊固件的现代频谱分析仪器能够产生一条曲线,用来表示单边带相位噪声随频率偏移的变化。

具有较低相位噪声的振荡器(如:晶体振荡器)无法用频谱分析仪进行测量,因为对其LO相位噪声的限制过高。例如,惠普公司的8561 RF频谱分析仪,它在100Hz频点规定相位噪声限制为-80dBc/Hz;1kHz时相位噪声限制为-97dBc/Hz; 在10kHz时相位噪声限制为-113dBc;在30kHz时相位噪声限制为-113dBc;在100kHz时相位噪声限制为-113dBc。而典型的晶体振荡器在对应的每一频偏处相位噪声要低30dB至40dB。对于如此高品质的振荡器,要想精确测量相位噪声需要采用特殊技术。

由一个关键因素直接影响自由振荡VCO的相位噪声,所有这些因素包含在2式中,式2适用于估算振荡器单边带噪声的公式。

式2:



其中:

L(fM) = 单边带相位噪声,用dBc/Hz表示,是相对于载波频偏的函数。
fO = 输出频率,单位Hz
QL = 加载后槽路的Q值(考虑有源负载和所有寄生参数后的槽路)
fC = 有源振荡器件中的闪烁噪声角频率,单位Hz
fM = 相对于载波的频偏,单位Hz
PS = 有源振荡器件的振荡信号功率,单位:瓦特
F = 有源器件内部电路的噪声系数(包括槽路和所有寄生参数)
k = 波尔兹曼常数:~1.38 x 10-23 J/°K
T = 温度,用绝对温度表示(°K)

从该式可以看出:带载槽路的品质因数Q是影响相位噪声大小的关键设计参数,要想设计的VCO噪声小,必须使品质因数尽可能大,以满足调谐要求。高Q值的带载谐振器要求采用具有高空载Q值的谐振槽路元件,而且,槽路负载应该耦合恰好足够保证启动和维持振荡所需能量给其余电路。谐振器加载时的Q值很容易降低到空载Q值的十分之一以下。

由于闪烁噪声的转角频率与采用的器件有关,低噪声设计需要采用具有低闪烁转角频率的器件。这使得双极型工艺成为设计低噪声振荡器的最佳选择。GaAs器件是无法与其相比的,这是因为其噪声转角频率比硅双极型器件高2至3个数量级。

因为内部噪声系数F既与选用的器件有关,又受外部电路影响,所以低噪声设计要同时从两方面进行优化。通过调节振荡器信号功率可以在一定程度上控制相位噪声,但今天的无线手机对偏置电流的要求常常不允许振荡器单元电路的电流消耗有大的变化。

式3表示振荡器的固有相位噪声,式4对应于由调谐电路噪声所产生的调制噪声边带(参见式4)。

式3:



式4:



其中:

LPUSH(fm) = 单边带相位噪声(单位:dBc/Hz),由通过偏置电路调制VCO的噪声电压产生
LMOD(fm) = 单边带相位噪声(单位:dBc/Hz),由通过调谐电路调制VCO的噪声电压产生
PUSH = 电源偏移灵敏度,单位Hz/V
TUNE = 振荡器调谐增益,单位Hz/V
VN²BIAS(f) = 偏置电路的噪声电压密度,是频率的函数(单位:nV/Hz)
VN²TUNE(f) = 调谐电路的噪声密度,是频率的函数(单位:nV/Hz)

将式2、3、4合并得到式5,可用于估算VCO的总计单边带相位噪声:

式5:



前面提到的由于VCO参数的限制将导致系统性能的降低。例如,由于蜂窝电话的功率放大器(PA)只有当有声音信号时才被激活,通常情况并不工作。这种开关效应会造成功放的输入阻抗变化很大,从而对射频VCO驱动的传输通路带来困难。除非把VCO与变化的负载隔离(通常采用负载缓冲器),否则,产生的频率变化将使锁相环进入滑动周期甚至失锁。

另一个问题是,由于功率放大器的开和关,使得电源电流剧烈变化。对于GSM、DCS1800、DCS1900手机,其功放消耗的电流通常大于1A,电流的切换会引起VCO偏置电压的变化。在变化的偏置电压及推移因子的作用下,将产生不希望的调制边带,它落在PLL合成器环路带宽之外。因此必须使VCO的偏置电压稳定不变。

数字调制系统中的非衰落性误码率(BER)由收发信道中所有信号发生器产生的相位噪声之和决定,通常,PLL合成器的射频VCO起最主要作用。相位噪声的影响可以从图2所示的典型瀑布曲线看出,只要Eb/NO (Eb:每位的能量;NO:加性白高斯噪声密度)超过一定水平,BER就可基本保持不变。如果要想使通讯环路更可靠,则必须减小PLL合成器中射频VCO的相位噪声,从而降低非衰落性BER。

图2. 当每比特能量与加性白高斯噪声密度之比(Eb/NO)比较大时,误码率基本不变。
图2. 当每比特能量与加性白高斯噪声密度之比(Eb/NO)比较大时,误码率基本不变。

数字调制技术通过对载波相位调制实现信息流编码,因此,相位噪声是采用该技术时最需要考虑的指标。QPSK (正交相移键控)是其中的一种调制方式,它类似于模拟正交I/Q调制。通过把一对数据位编码为四个不同的相位,QPSK能够以一半的数据速率传送一个给定的数据流。每个相位(图3a中的(π/4, 3π/4, 5π/4和7π/4)代表信号空间中的一点,由于系统中加性白高斯噪声(AWGN)的影响,各点都扩散成一个个云团。

图3. 正交相移键控调制(QPSK)信号星云图,(a)具有加性白高斯噪声;(b)由于增加了5°均方根相位移动,使系统性能降低,产生的失真使误码率增大 。
图3. 正交相移键控调制(QPSK)信号星云图,(a)具有加性白高斯噪声;(b)由于增加了5°均方根相位移动,使系统性能降低,产生的失真使误码率增大 。

图3b给出的QPSK星云图除了具有图3a同样大小的AWGN外,还增加了均方根为5°的相位变化。由于相位的变化,星云图的形状发生改变,由原来的圆形团状变为弧形,从而使得云团之间的距离减小了。带来的后果是,解调器解调信号时符号出错的机率增大,从而使得BER增加。当然,可以容忍的相位移动量随解调器的性能及通讯环路的性能要求而定。

式6:



其中:

f1, f2 = 积分区域的上限、下限频率,(通常由解调器的设计决定)
σ²Φ = 积分相位移动,单位为弧度²
SΦ(f) = 相位噪声功率谱密度,单位为弧度²/Hz (两倍于小角度的单边带相位噪声)
√σ²Φ = 积分均方根相位误差,单位为弧度

LO的相位噪声需要严格抑制,因为它降低了接收机的灵敏度。在蜂窝手机或其它要求在强干扰环境中检测弱信号时会出现这种情况。在图4中,临近的强干扰信号与本振的相位噪声混频产生的噪声边带使得中频部分的信噪比降低,从而使接收机检测弱信号的能力降低。

图4. 与本振信号混频后,较强的干扰信号产生的噪声掩盖了感兴趣的信号。
图4. 与本振信号混频后,较强的干扰信号产生的噪声掩盖了感兴趣的信号。

早期的低噪声VCO由分离元件构成:一个特制的具有低闪烁噪声转角频率的双极性晶体管,一个偏置电源,一个能提供负载隔离功能并能增加输出能力的缓冲放大器。分立电路中这么多的无源器件必然要占用很大的面积和空间,这对当今小型无线手持设备来说难以接受。

集成解决方案

MAX2620是美国Maxim推出的集成RF VCO (见图5),它集所有分离元件的全部有源单元于一个微型8引脚µMAX®封装。其中关键性的低闪烁噪声转角频率的双极型晶体管采用Maxim专有的硅双极型工艺制作,具有高达27GHz的特征频率fT。高集成度节省了印制板面积,使电路布线及屏蔽工作更容易。

图5. 用MAX2620构成VCO的典型工作电路。
图5. 用MAX2620构成VCO的典型工作电路。

除了低噪声晶体管外,MAX2620还包括一个具有双输出(用于负载隔离)的两级缓冲电路,一个偏置电压发生器,以及方便的关断功能。该器件工作于+2.7V至+5.5V的单电源,3V时功耗仅27mW。当工作频率900MHz,负载电压驻波比1.75:1、转动360°时产生的频移小于163kHz。该VCO内部的偏置发生器大大降低了由于偏置电压不稳对振荡频率的影响。当中心频率为900MHz、电源电压从3V变到4V时,其频率推移敏感度只有71kHz/V。

MAX2620有两个输出端,其中一路可向50Ω负载输出-2dBm,通常用来驱动混频器的本振输入,另一路能向50Ω负载输出-12.5dBm,可用来驱动集成PLL合成器的RF预分频器。当采用高Q值的外部谐振槽路、工作频率为900MHz时,MAX2620以及内部的低噪声晶体管产生的相位噪声很低:频偏25kHz时仅为-110dBc/Hz,频偏300kHz则低到-132dBc/Hz。采用外部谐振电路便于设计人员在特定应用场合对VCO的调谐能力和相位噪声进行优化设计。

为确保振荡器启振,槽路阻抗的实部应为器件实部阻抗的1/3至1/2、极性相反,槽路的电抗元件应该与振荡器件的极性相反。启振后,随着增益的减小使振荡器的负阻下降,直到与谐振槽路的负阻达到平衡。

在槽路中加入一个变容二极管(调节电压可改变电容),只要振荡器件在所期望的调谐范围内具有适当的负阻就能够得到可调节的振荡频率。MAX2620既是针对这种要求设计的。

MAX2620还针对低相位噪声而优化,为获得更低的相位噪声需要采用高Q值元件,如陶瓷传输线谐振腔(典型的无载Q值为400)和高Q值电感(典型无载Q值为180)。为保证式5加载 后的Q值最大,C5与C17应该在所期望的频率和调谐范围内选择最小值。对于900MHz的工作频率,采用陶瓷谐振腔时C6为1pF,采用电感谐振电路时取1.5pF。由于高Q值电感的无载Q值低于陶瓷谐振腔,采用高Q值电感时相位噪声性能略有下降(与陶瓷谐振腔相比)。基于电感的谐振腔在25kHz频点的相位噪声为-107dBc/Hz,在300kHz频点的相位噪声为-127dBc/Hz。

MAX2620的两路输出均采用集电极开路形式,需用外部元件将其上拉至电源电压。50Ω的输出电阻匹配于50Ω系统,但电阻消耗了一定的输出功率。为了得到最大输出功率,可采用一个上拉电感,如图5缓冲输出端所示。要通过适当的匹配电路使电感电路的集电极开路输出阻抗与所希望的负载阻抗相匹配。

改善振荡器性能指标的另一关键因素是PCB布局,为尽量降低寄生参数的影响,需要去掉组成谐振腔的元件下方或周围的地平面。为尽可能减小寄生电感,需保持尽可能短的线路引线。退耦电容(引脚1、4和7与地之间)要尽可能靠近MAX2620,并直接与地平面相接。图5中的电容必须选用0805或更小的尺寸。

为降低成本,目前在无线耳机中RF VCO采用低功率振荡器,MAX2620可以替代需要许多分离元件的传统电路。其双缓冲输出提供了负载隔离,内部调节单元所提供的隔离特性使其免受电源电压波动的影响。+3V供电时耗电仅27mW。MAX2620具有极低的相位噪声,外置槽路允许设计人员针对具体的应用设计适用的振荡器。

参考文献

  1. Boyles, John W. "The Oscillator as a Reflection Amplifier: an Intuitive Approach to Oscillator Design," Microwave Journal, June 1986, pp 83-98.
  2. Crawford, James A. Frequency Synthesizer Design Handbook, MA: Artech House, Inc., 1994.
  3. Egan, W. Frequency Synthesis by Phase Lock. John Wiley & Sons, Inc., 1981.
  4. Leeson, D. B. "A Simple Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum," Proceedings of the IEEE, February 1966, pp 329-330.
  5. MAX2620数据资料, 版本0, July 1997, Maxim Integrated
  6. Rhea, Randall W. Oscillator Design and Computer Simulation, Second Edition. Atlanta: Noble Publishing, 1995.
  7. Temple, R. "Choosing a Phase Noise Measurement Technique-Concepts and Implementations," HP RF and Microwave Measurement Symposium, February, 1983.

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