应用笔记 5438

可承受整个汽车电源范围的2MHz开关电源

By: Andrea Longobardi

摘要 : 本文举例说明用于汽车收音机和娱乐系统供电的8V中等电压开关电源。此设计可以接受任何汽车工作条件下的输入电压范围(包括冷启动、抛负载等),保证稳定的8V输出,为常见的娱乐设施子系统(如CD驱动器、LCD显示器和收音机模块)供电。为了避免干扰AM/FM频段,开关电源工作在2MHz开关频率,非常适合车载应用。

EDN于2012年10月31日刊登此文类似版本。

简介

随着汽车启停技术(空闲状态自动关闭引擎)应用的普及,越来越多的车载系统要求能够工作在较低的输入电压,低压输入往往发生在热启动(电池电压低于6V)或冷启动(电池电压低于3V)条件下。图1介绍了常见的汽车系统供电架构方案。
在一些主电源为3.3V的供电系统中,前端采用低压差的buck转换器即可满足要求(CASE 1)。需要时,可以选择一路boost转换器将3.3V升压到5V (例如为CAN总线收发器供电)或更高电压(CASE2)。有些系统采用5V或更高电压供电,此时需要在前端进行“预升压”,保证buck的输入电压不会低于指定电压(CASE 3),本设计适用于后者。
图1. 汽车电源方案。
图1. 汽车电源方案。
汽车设计中,低电磁辐射也是一项重要的考核指标,特别是在敏感的AM频段。本设计中,电源的开关工作频率远高于AM频段(例如:开关频率在1.71MHz以上,位于MW频段的高端),进而解决了干扰问题。较高的开关频率也有助于减少系统尺寸,降低外围元件的成本。
图2是开关电源的原理图,MAX15005升压控制器与MAX16952降压控制器相组合,配合外围电路提供合理的车载系统供电方案。两款IC均同步到控处理器或专用IC提供的外部2MHz时钟,便于优化电源的开关频率。电池正常供电的条件下,MAX15005不工作,通过MAX16952提供稳定的8V OUTB电压。冷启动时,由于电池电压降低,则通过MAX15005提升节点OUTA的电压,确保MAX16952提供稳定的8V OUTB电压。两款IC的高可靠性,可以满足汽车环境中高达40V的抛负载。该方案已经通过测试,在OUTB节点提供高达20W的输出功率(8V@2.5A)。更换外围电路,可以获得更高的输出功率。
图2. 开关电源原理图。
图2. 开关电源原理图。

MAX16952的外围元件

输出电压和开关频率

为了在OUTB端获得稳定的8V输出,需要合理选择反馈分压电阻(R22和R21)。选择R22 = 51KΩ (MAX16952数据资料推荐低边电阻R22 < 100kΩ),R21根据下式计算:
式1. (式1)
式中,VFB = 1V (典型值)。
选择标准阻值R22 = 360kΩ ,典型输出电压为:
式2. (式2)
假设阻值误差为1%,最小和最大OUTB输出电压为:
式3. (式3)
式4. (式4)
其中,VFB(MIN) = 0.985V,VFB(MAX) = 1.015V。
按照规格书推荐,外部时钟频率必须高于MAX16952内部时钟频率的1.1倍。由于我们采用2MHz外部时钟同步MAX16952的开关频率,须合理选择内部振荡器阻抗R16,控制内部开关频率<1.8MHz。本设计中,R16选择为30kΩ。为确保MAX16952开关频率固定在2MHz,必须避免发生电压跌落。MAX16952只有在关断时间(tOFF)>100ns (典型值)时,才可避免电压跌落的情况,这意味着系统不能超出最大占空比:
式5. (式5)
考虑到降压转换器的效率为90%,保证工作在2MHz固定开关频率的最小输入电压(OUTA)是:
式6. (式6)
这意味着OUTA电压不能低于11.11V阈值。为保证OUTA电压始终高于11.11V,当电池电压(IN节点)低于11.5V时,需要开启MAX15005工作(考虑到L1、D2肖特基二极管的压降,留出大约390mV的裕量)。
达到40V抛负载峰值电压时,OUTA达到其高压点,MAX16952必须将输出电压稳定在8V。因此,发生抛负载期间,MAX16952占空比为:
式7. (式7)
MAX16952的最小开启时间(tON)为80ns,因此最小占空比(2MHz开关频率下)为:
式8. (式8)
0.16最小占空比可确保抛负载条件下(输入电压高达40V时)提供稳定的8V输出。

电感和电流检测

图3. MAX16952电感电流。
图3. MAX16952电感电流。
使用大电感可以降低电感电流峰值,提高降压转换器的效率;但也占用更大的电路板(PCB)面积,降低负载调整率。一种可以接受的折中方法是选择适当的电感值,使LIR (电感AC电流峰-峰值与DC平均电流的比值) ≤ 0.3。基于图3,利用下式计算:
式9. (式9)
式10. (式10)
式11. (式11)
根据以上方程组,可以得到电感计算公式:
式12. (式12)
由此,常规条件下(OUTA = 12V)满足LIR ≤ 0.3的最小电感值为:
式13. (式13)
选择标准电感L2 = 2.2µH,LIR = 0.24,电感峰值电流为:
式14. (式14)
当测流电阻R20的电压达到68mV (最小值)时,达到电流上限。为了留出一定裕量,选择检流电阻时,应使电感电流达到峰值(IPEAK)时,检流电阻的压降是电流门限的60%:
式15. (式15)
R20选择为15mΩ标准电阻。

MAX15005的外围元件

UVLO阈值

选择MAX15005升压转换器外围元件的第一步是确定UVLO阈值,通过选择输入IN、ON/OFF、GND之间的分压电阻设定欠压门限。本设计当输入电压< 5V时,关闭MAX15005,假设冷启动期间能够保持在较高电压。选择R5 = 100kΩ,利用下式计算R4
式16. (式16)
R4选择为300kΩ标准电阻。

过压输入(OVI)

按照前面有关MAX16952的讨论,OUTA不能低于11.11V,以保持MAX16952的最小压差要求。考虑到该电压阈值,以及L1、D2产生的压降,MAX1005必须在输入电压低于11.5V时开启。而为了优化效率,正常输入电压(IN=12V)下,MAX15005必须关闭。
为了达到这一目的,利用IN、OVI、GND引脚之间的分压电阻设置过压门限,正确开启或关闭MAX15005。MAX15005在OVI引脚电压超过1.228V阈值时关闭,OVI引脚电压比1.228V阈值电压低125mV时,再次开启。选择低边电阻R2 = 20kΩ,考虑到在输入电压高于11.6V时MAX15005关断,按照下式选择R1
式17. (式17)
选择R1为170kΩ标准电阻,则当主电源超出11.67V时关断MAX15005,相对于常规电压12V,预留330mV的裕量。考虑到OVI比较器的滞回,可以按照下式估算电压下限,即当主电源电压下降到下式决定的数值时开启MAX15005:
式18. (式18)
由此可见,比较器的滞回过大,需要将主电源的电压跌落门限调整到至少11.5V。可以在OVI引脚与SS引脚之间增加一个串联电阻R3和肖特基二极管D1。当关断MAX15005时,SS引脚在内部接地,使得R3与R2并联,从而减小滞回。选择R3 = 180kΩ,忽略二极管压降,则可得到新的电压跌落阈值:
式19. (式19)
按照这一配置,可以得到所要求的开启/关闭MAX15005的输入电压阈值。另一方法可以使用外部比较器监测主电压,用其直接驱动OVI引脚。

输出电压

图4. MAX15005电感电流。
图4. MAX15005电感电流。
为了维持2MHz的开关频率,须注意tON最小值为170ns (参见MAX15005数据资料)。最小tON对应于34%的最小占空比(2MHz开关频率下),这限制了MAX15005的最小稳压输出。估算电压阈值时,有必要考虑boost稳压器的占空比公式:
式20. (式20)
当输入电压VIN达到最大值11.67V时,对应于最小占空比,且MAX15005保持工作。按照之前的公式可以估算MAX15005的最小稳压输出:
式21. (式21)
计算考虑了最小占空比、最大输入电压条件,假设D2压降为0.3V,忽略NMOS管N1上的压降。由此,MAX15005必须将输出电压稳定在17.38V以上,以保证任何条件下维持2MHz的开关频率。
选择低边反馈电阻R13 = 10kΩ,计算高边反馈电阻R14
式22. (式22)
其中,VFB(MIN) = 1.215V。
最后,选择R14 = 137kΩ (1%误差),MAX15005最小稳压输出为:
式23. (式23)
可确保MAX15005始终工作在2MHz开关频率。
假设MAX16952的输出功率为20W (8V,2.5A)、效率为90%,MAX15005的输出功率必须在至少22.3W。考虑到17.53V的稳压输出,MAX15005的平均输出电流为1.27A。如果MAX15005输出电压设置在更高值,则会降低输出电流。D2可以选用低成本的肖特基二极管,输出电容C7必须能够支持MAX15005的稳压输出。

同步和最大占空比

为了保证MAX15005开关频率的外同步,外部时钟频率必须比内部振荡频率高出至少102%。选择R6 = 7kΩ、C4 = 100pF,MAX15005内部振荡频率约为1MHz,外部同步时钟频率为2MHz。
当SYNC输入检测到同步信号的上升沿时,C4通过内部1.33mA (典型值)电流源放电。该电容(RTCT引脚)电压达到500mV时,C4通过R6充电(R6连接在VREG5引脚),直到检测到下一个同步信号的上升沿。放电时间(TDISCHARGE)决定了稳压器的最小关断时间tOFF。如果时间小于160ms,则将最小tOFF钳制在160ns。实际上,假设充电时间(TCHARGE)为340ns (TP = 500ns),RTCT电压升至:
式24. (式24)
考虑到放电电流为615µA¹,在RTCT引脚增加的放电时间为:
式25. (式25)
最小tOFF = 160ns对应的最大占空比为68%。当最大占空比受限制时(输入电压较低,这里为5V),根据boost占空比公式(式20),MAX15005在OUTA端能够提供的最大稳定电压是:
式26. (式26)
此电压确保MAX16952在超出电压跌落条件限制时仍可正常工作。

电感选择

合理选择电感值,以满足boost转换器的最小输出电流要求。为保证稳压器始终工作在连续模式,最小电感值为:
式27. (式27)
此设计中,最差工作条件发生在VIN的最大输入电压(11.67V)下,对应占空比为37%。
配合8V、最小输出电流为1A、效率为90%的buck转换器工作时,boost转换器的最小输出功率为9.44W,对应的最小输出电流IOUTA(MIN)为538mA。综合这些因素,根据前面的公式计算得到1.32µH电感值。此设计中选择L1 = 2.2µH。

电流检测

MAX15005在检流电阻的电压达到305mV时触发电流限制。因此,为了合理选择检流电阻,需首先计算boost电感的峰值电流:
式28. (式28)
输入电压处于最小值时达到电感峰值电流,本应用中最小输入为5V,最大占空比为68%。按照之前的计算,boost输出电压(OUTA引脚)为15.23V,需要1.46A的IOUTA以支持MAX16952的功率需求。最恶劣的工作情况对应于电感电流峰值达到4.95A时,留出适当的裕量,选择检流电阻使得电感电流达到峰值时,压降为200mV:
式29. (式29)
选择:R10 = 40MΩ。

实验室测试

冷启动测试

在实验室进行冷启动测试,在10ms内将主电源输入(IN)从12V降到7V。如曲线图1所示,当输入电压降低时,MAX15005开始将OUTA充电至17.5V,以保证OUTB输出8V。另外,当输入电压恢复到正常电压时,MAX15005停止工作,OUTA输出电压降到正常的IN输入水平,在D2和L1上有较小压降。每次测试都基于2.5A的OUTB输出。

曲线图1

曲线图1
曲线图2曲线图3分别描述了冷启动下降和上升阶段的状况。

曲线图2

曲线图2

曲线图3

曲线图3

频域分析

基于示波器的FFT分析工具,冷启动下MAX16952开关节点LX_BUCK引脚的电压频谱如曲线图4 (IN电压下降阶段)和曲线图5 (IN电压电压上升阶段)。注意到频谱中包括2MHz频率,相关谐波为直流分量。没有低于2MHz的交流分量,避免对AM频带产生干扰。

曲线图4

曲线图4

曲线图5

曲线图5
对MAX15005开关节点LX_BOOST进行同样测试,用彩色表示2MHz频率、谐波和直流分量,在AM频带具有极低噪声。

曲线图6

曲线图6

曲线图7

曲线图7

电路优化

为了优化效率,可以在MAX15005不工作时旁路D2肖特基二极管。当主电源处于正常电压范围时,利用一个N-MOSFET旁路D2。为降低电磁干扰,可以增加电阻(R8、R17、R18和R19)来降低在MOSFET栅极电压的摆率,当然,这会增大功耗,需要折中考虑。为了滤除MAX15005检测电流的毛刺,增加由C6和R9组成的RC滤波器。也可以通过增加R7电阻—来降低MAX15005电流门限阈值,以降低检流电阻R10的功耗。

相关型号
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