应用笔记 4218

不平衡双绞线会造成抖动!

By: Ron Olisar

摘要 : 本应用笔记介绍了一种新的测试方法,用来预测不平衡(不对称)双绞线在串行电缆上造成的抖动。文中阐述了对于作为质量评估的线对内偏差的一些误解和线对内偏差与抖动之间关系的错误理解。本文澄清了一个关键问题,即:电缆不平衡造成的差模电压与共模电压之间的相互转换,不同模式的电压具有不同的传输速率和损耗特性。本文介绍了一种廉价电缆传输数据时,不同模式电压的转换,合格/失效的判断准则与数据抖动有关。

类似文章还发表在Maxim工程期刊,第64期(PDF,2.5MB)。

概述

1Gbps以上的串行数字视频信号传输(如DVI™、HDMI™和DisplayPort™视频接口标准要求)大大提高了对连接PC和HDTV显示器电缆的性能要求。所以,传统的模拟音频/视频电缆供应商现在也必须与电信串行数字差分电缆制造商一样,了解关于2.5Gbps InfiniBand™和PCI Express®、3.125Gbps CX4以及4.25Gbps Fibre Channel的知识。

本文着重介绍由于视频信号的差模和共模分量的变换所引起的数据抖动现象。本文还揭示了线对间信号偏移的神秘面纱,并建议通过测试电缆来预测抖动。本文证明实际应用中并不一定要求使用昂贵的具有良好性能的差分电缆,只需实现良好的平衡性即可。

DVI/HDMI系统在0.25Gbps至3.40Gbps范围内所要求的常见数字视频传输差分电缆为100Ω屏蔽双绞线(STP),也可以使用100Ω的同轴电缆(twinax),这也是数据通信中比较常见的电缆。

保持平衡

DVI、HDMI和DisplayPort系统都包括四对差分互连线路,以便进行数字视频传输。如能满足两个前提,则利用廉价的接收器件即可恢复信号:1) 差分通路保持传输信号为差分模式,仅引入极少甚至根本不引入共模信号;2) 差分通路保持平衡,这意味着两根线对信号须保持对称。

电缆将信号能量保持在差分模式时,在整个频谱范围内会产生可预测的相位延迟及趋肤效应损耗。这两种效应很容易补偿。否则,信号将无法由常规的接收器恢复。当然,差分耦合电缆(STP或twinax)上差模与共模之间的转换会造成较大误差,无法预测相位延迟和信号损耗。

不一致造成的。例如,假设一对同轴电缆的长度不同(图1)。输入为差模信号,不存在共模电压。而输出信号将出现对应于传输延迟的线对偏差,除线对偏差外,还会产生共模能量,造成差模能量降低。

图1. 简单线对偏移将部分差模信号转换为共模(CM)能量
图1. 简单线对偏移将部分差模信号转换为共模(CM)能量

本例采用的激励为正弦波,而非数字不归零(NRZ)波形。图1所示同轴电缆的偏移延迟在整个频率范围内为常数。然而,STP或twinax电缆内数字NRZ波形的每个正弦(傅里叶)分量都会产生不同的偏移。

关于线对内偏差的误解

差模和共模之间的能量转换是一种常见的测量考虑因素,电缆制造商经常把线对内延迟偏差作为电缆质量保证(QA)的测试项目。然而,传统的测量线对内偏差的方法可能会得出一个错误结论,认为抖动是不可预测的。

误解1:线对内传输偏移相对于频率为固定值。

这种说法对于非差分耦合线对是正确的,例如同轴电缆,但是对于差分耦合电缆并非如此,例如STP和twinax。图2给出了28AWG twinax双绞线电缆的测试结果。线对内偏移实际上在不同频率下会发生极性变化。

图2. 28AWG twinax电缆线对内偏移与频率的对应关系
图2. 28AWG twinax电缆线对内偏移与频率的对应关系

误解2:线对内传输斜移与电缆长度成正比。

这种说法在频率非常低时(波长相对于电缆长度而言)是正确的,但是对于差分耦合电缆(例如STP和twinax),在高频时并非如此。图2所示为不同长度28AWG twinax电缆线对内的传输偏移情况。注意,在在300MHz和1500MHz之间,10英尺长度时线对内偏移最严重。

误解3:线对内传输偏移可以通过阶跃激励测试进行预测。

这种测试方法向电缆的一端注入一个差分或单端电压阶跃信号,然后在电缆的另一端测量(+)和(-)信号沿之间的时间差(偏移)。不幸的是,电缆本身会对这些输出沿进行低通滤波,这种影响对于长电缆是动态变化的。该方法可检验低频线对偏移,但是关于对串行数字视频影响最大的高频线对偏移,却说明不了任何问题。

由此说明,对于STP和twinax电缆,线对内偏移是频率的函数。图3所示为DVI系统利用50m 22AWG STP电缆传输信号的测量结果。注意,对于WUXGA显示所要求的1.64Gbps视频码率,阶跃激励法预测线对内偏移为300ps,大约为半个周期(0.5UI)。因此对于DVI/HEMI标准来说,该电缆的线对内偏移指标是不合格的。然而,接收器的均衡眼图看起来却很好,这是因为该电缆内的高频线对内偏移非常低,使其在1.65Gbps下具有卓越的性能。阶跃激励法仅仅能够检查低频线对内偏移。所以,千万不要把这种电缆给扔掉!

图3. 阶跃激励法不能预测串行数据抖动
图3. 阶跃激励法不能预测串行数据抖动

差分耦合线对

图4所示,耦合电缆(STP、UTP、twinax)的差分特征阻抗包括线对中(+)和(-)线(Z1)以及每根线和地(Z2、Z3)之间的耦合。差分线对中的任何不平衡(其中Z2 ≠ Z3),例如长度不对称或绞合及电介质环境的不对称,都会引起差模-共模之间的转换,其影响是可预测的,例如线对内传输偏移。

图4. 非耦合(同轴)和耦合(twinax、STP) 100Ω差分线对
图4. 非耦合(同轴)和耦合(twinax、STP) 100Ω差分线对

耦合电缆中的另一种复杂情况是,差模和共模信号的传输速度不同,在长电缆内可产生几个ns的差异。当差模能量转换成共模能量,或相反时,所产生的相位是随机的。这种影响是造成差模抖动的原因之一。当信号在两种模式之间随意转换时,将无法预测电缆频率和相位响应。

由于趋肤效应,差模和共模信号还具有不同的损耗率(单位为dB/m)。这种效应并非全是坏事,因为可充分利用其优势:若电缆的共模损耗明显高于其差模损耗,其线对内传输偏移将较小。若电缆在输出端没有共模能量,则根本就不存在线对内传输偏移。一个极端的例子是,CAT5 UTP电缆内的高频共模能量将作为EMI耗散(因为它没有屏蔽层),仅剩下差模能量。所以,不存在线对内传输偏移。

预测差模-共模转换抖动

简单的双向转换(差模至共模以及相反)模型很能说明问题,虽然这明显是一个连续过程的集中近似。模式转换是渐进的,并且可能是局部或多步进行的,这取决于相对于波长的电缆长度(图5)。

图5. 电缆长度范围内的模式转换
图5. 电缆长度范围内的模式转换

注意,共模信号本身并不会造成差模信号的定时抖动,而是其模式转换在差模信号中引入了不一致的信号,从而破坏了信号的完整性。所以,通过测量共模能量(给一个差分激励),可获得模式转换的证据,从中即可评估差模抖动。

通过测量电缆质量即可预测其传输数字视频信号的质量。例如,它应能预测数据中的过零抖动,这是由于在接收器内趋肤效应和介电损耗理想平衡之后的电缆不平衡造成的残余抖动。采用阶跃激励法测量线对内传输偏移不适合用于预测抖动。

因此,我们建议通过测量差模-共模转换作为预测电缆不平衡造成的数据抖动特性的更好方法。理想情况下,在电缆输出端仅存在差模能量,而没有共模能量。如果出现了共模能量,则说明电缆存在某种不平衡,已经将部分差模能量转换为了共模能量。

作为一种探索性的论据,我们可在电缆输入端采用一种具有正弦差模源的简单模型。
  1. 假设电缆中的部分正弦波能量从差模转换为了共模,并且对称地,相同部分的能量被转换为差模。采用S参数命名转换,两个转换系数分别为SCD21和SDC21 (注意输出端编号在前):
    • SCD21为端口1至端口2的差模-共模转换
    • SDC21为端口1至端口2的共模-差模转换
    • 在实际电缆中,SCD21 (幅值) = SDC21 (幅值)很接近
    • SDD21为端口1至端口2的差模传输
  2. 假设造成全部转换(从差模至共模以及相反)的能量具有任意相位。这是差模和共模信号的传输速度不同造成的,这在STP和twinax电缆中很常见。并且假设电缆长度足以使延迟差大约正弦波周期。
图6. 过零定时抖动TJ(pk)是由于SCD21和SDC21引起的,所有部波形均为差分信号(未显示单端信号)。
图6. 过零定时抖动TJ(pk)是由于SCD21和SDC21引起的,所有部波形均为差分信号(未显示单端信号)。

由于本身通过SCD21和SDC21返回的原因,差分正弦分量的过零点会产生平移TJ(pk) (图6)。注意,返回的差模分量在差分输出信号中的过零点具有最大幅值,它引起了最严重的偏移。产生TJ(pk)抖动所必需的返回幅值A(dB)相对于总差模输出电平(SDD21)为:

A(dB) = [SCD21(dB) - SDD21(dB)] + [SDC21(dB) - SDD21(dB)] = 20 × LOG{sin[2π × TJ(pk) × 频率]} 式1

由于在实际电缆中存在SCD21 (幅值) = SDC21 (幅值)的非常近似,所以利用电缆输出端的共模和差模电平之差即可衡量由于不平衡造成影响小于TJ(pk-to-pk)抖动的电缆质量。

SCD21(dB) - SDD21(dB) = A(dB)/2 < 10 × LOG{sin[π × TJ(pk-to-pk) × 频率]} 式2

式中由于不平衡造成的抖动为:
TJ(pk-to-pk) = 2 × TJ(pk)

图7所示为电缆的共模和差模响应,图8中绘制了其差异,为共模相对于差模输出的曲线。图8还包括0.1UI和0.2UI的测试图(在差模过零TJ[pk]时为常量),其中UI是给定数据速率下的码周期的单位间隔。例如,1.65Gbps (WUXGA)下的0.1UI抖动曲线呈现最大过零误差为常数60psP-P

图7. 60m电缆的频响,显示了共模输出(SCD21)和差模输出(SDD21)。数据是在MAX3815 TMDS数字视频均衡器上获得的。
清晰图片
(PDF,314kB)
图7. 60m电缆的频响,显示了共模输出(SCD21)和差模输出(SDD21)。数据是在MAX3815 TMDS数字视频均衡器上获得的。

图8. (SCD21–SDD21)曲线,绘制了合格/不合格的模板。
图8. (SCD21–SDD21)曲线,绘制了合格/不合格的模板。

测试模板与简化

如果图8中的电缆测量值(SCD21 - SDD21)在任何点达到了0.1UI,则说明电缆不平衡产生了潜在的0.1UIP-P抖动。也就是说,如果数据信号序列中的频谱分量正好与电缆测量值达到0.1UIP-P测试图时的频率相一致,该频谱分量的过零误差(相移范围)则为0.1UIP-P (60psP-P)。

DVI和HDMI TMDS®信号是非扰码的,所以其频谱的谐波分量根据数据内容而变化。因此,假设其整个频谱在时间上“遍历”,并且主要分量介于大约(数据率)/20和(数据率) × 0.8之间是合理的(注意,NRZ数据信号的sinc²幂函数在频率 = 数据码率时将为零)。

图9所示为根据式2简化的合格/不合格测试图。在0.05至0.25倍最大码率下,0.1UIP-P测试图为-11dB,在0.8倍最大码率时平坦上升至-6dB。该测试图与电缆的规定工作码率(本例中为1.65Gbps)成简单比例关系。

图9. 简化测试模板,建议采用0.1UIP-P合格/不合格检测标准。
图9. 简化测试模板,建议采用0.1UIP-P合格/不合格检测标准。

简化测试图还考虑了基波小于0.25倍最大码率时的总谐波因素。图10所示为以下的公式曲线(仅基波),以及低频时的2分量和3分量抖动抑制的偏移。

图10. 简化测试模板,仅绘制了基波和多谐波情况下的曲线。
图10. 简化测试模板,仅绘制了基波和多谐波情况下的曲线。

基波低于0.25倍最大码率的NRZ数据模型包含有助于抑制经过模式转换的单分量不确定返回的谐波。由于均衡器和接收器电路的频响通常在0.75倍最大码率以上滚降(也就是基波为0.25倍最大码率时的3次谐波),所以高于0.25倍最大码率的基波可能不包含起作用的谐波。

大量经过测试的电缆在单一的最差频率下呈现出最大抖动。结合信号不断变化的谐波分量,这种效应支持了关于模板的单一最差频率的假设。

采用0.1UIP-P合格/不合格测试标准,或更严格的标准

DVI/HDMI TMDS电缆互连允许大约为0.2UIP-P总叠加抖动,它是TMDS Tx测试图和Rx测试图之差。0.2UIP-P正好满足这一标准,不允许信道中再有其它抖动因素。

因此,图10所示的0.1UIP-P合格/不合格测试模板是所推荐的基本标准,为信号中其它抖动因素预留了空间,例如连接器,以及来自于均衡和切换的残余抖动。为了获得更好的电缆性能,可采用更加严格的标准。例如,您可采用0.05UIP-P合格/不合格测试模板。

测量差模与共模之间的转换

相对于差模通过响应(SDD21),我们建议直接测量差模-共模转换(SCD21),这也是最有价值、最灵活以及最经济的测试方法。目标是:
  1. 获得具有均衡抖动性能的NRZ信号的可预测性结果
  2. 经济的测试方法—应不需要昂贵的示波器或网络分析仪
  3. 简单的合格/不合格测试图。
将一个4端口S参数网络分析仪配置为一台2端口差分分析仪(图11),可直接测量SDD21和SCD21,但其价格($50k至$100k)并不满足以上的第2条目标。作为一种替代方案,您可采用低成本的测试配置(图12)准确测量SDD21和SCD21,该配置包括1台正弦信号发生器、2个平衡-不平衡变压器(balun)和2个功率计(或一个双路输入功率计)。这些设备都早已是成熟产品,所以您可充分利用二手设备市场,将费用保持在$10k以下。

图11. 将一台4端口S参数网络分析仪配置成一台2端口分析仪
图11. 将一台4端口S参数网络分析仪配置成一台2端口分析仪

图12. 该测试配置采用低成本信号发生器、耦合器和功率计
图12. 该测试配置采用低成本信号发生器、耦合器和功率计

该测试配置中的关键部分是M/A-COM (Tyco Electronics®,泰科电子公司的一个子公司)的H9-SMA型耦合器,频谱范围为2MHz至2GHz。第1个耦合器从单端正弦信号发生器产生差模源信号,第2个耦合器从测量中分离出差模(SDD21)和共模(SCD21)信号。

采用高质量的SMA电缆,以及在标注的地方采用匹配长度的线对。可从泰克(Tektronix®)和安捷伦(Agilent™)购买SMA-DVI/HDMI测试电路板。测试关心的频率范围内的(SCD21[dB] - SDD21[dB]),并相对于合格/不合格测试图绘制其曲线。

结论

如果电缆仅仅存在很小抖动,或者不存在抖动或差模-共模转换,可以采用廉价器件从长电缆中恢复数字视频数据。这些电缆在其频谱范围内具有可预测的相位延迟和损耗,很容易补偿。如果电缆存在严重的差模-共模转换,以上方法则不适用。

线对内传输偏移被误认为是一种衡量DVI、HDMI和DisplayPort数字视频的STP和Twinax电缆传输质量的常用参数。利用传统的阶跃激励法测量线对内偏移作为衡量串行数字视频电缆传输质量的标准也是一种误导。所以,一种最直接、灵活和经济的测试方法是:直接测量关键参数,即测量由于电缆不平衡造成的差模与共模之间的转换。

附录Ⅰ:实际电缆的测试结论

;图13
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(PDF, 298kB)

图14
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(PDF, 297kB)

图15
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附录Ⅱ:长电缆中的高频损耗

趋肤效应和介电损耗是造成电缆高频损耗的主要原因。幸运的是,可利用商用DVI/HDMI均衡器IC (例如MAX3815)对这些损耗进行补偿,以延长电缆范围。

趋肤效应损耗(单位为dB)与电缆长度及频率的平方根成正比;介电损耗(单位为dB)与电缆长度及频率成正比。趋肤效应损耗主要来自于中、低频,介电损耗主要来自于高频。

由于ISI (码间干扰),这些损耗会引入抖动。若未经补偿,半码率下的6dB至8dB损耗会增大抖动、降低幅值,使示波器测量的眼图闭合。通过补偿损耗,利用低成本均衡方案即可消除与ISI相关的抖动,恢复信号幅值。

图16

附录Ⅲ:M/A-COM H9-SMA混合连接耦合器

频率范围:2MHz至2000MHz
阻抗:50Ω
传输损耗:3.4dB至4.8dB (参考下图)
模式隔离:30dB (最小,参考下图)

Application 1: Single-ended-to-differential converter
Port A: Single-ended stimulus input
Port B: Connect 50Ω termination
Port C: Differential (+) output
Port D: Differential (-) output

Application 2: Mode splitter (separate differential and common modes)
Port C: Differential (+) input
Port D: Differential (-) input
Port A: Differential level output (single ended)
Port B: Common-mode level output (single ended)

下图所示为应用2,端口A和B的输出为端口C和D输入的响应。上部的曲线(端口A)是端口C和D的差模激励,下部的曲线(端口B)是端口C和D的共模激励。

图17

作者在此向Chad Nelson表示感谢,感谢他协助测试设备的配置,并测量了确认性能结果的测量数据。

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