应用笔记 3988

电感选择对DC-DC转换器性能的折衷

By: Kevin Frick

摘要 : 在大多数降压型DC-DC开关转换器中,成本、尺寸、电阻和电流容量决定了电感的选取。很多这种应用都在开关转换器数据手册或评估板中给出了特定的电感值,但是这些值通常都针对特定应用或者满足特定性能标准。例如在只能提供少量空间的手持应用中最大尺寸是主要的考虑因素。接下来讨论使用开关稳压器MAX8646的评估板来评估各种电感的效率、噪声(输出纹波)和暂态响应。

MAX8646评估板(EV kit) (图1)包含有一个0.47µH电感,可以同时提供较高的效率和快速负载暂态响应。较低的电感值导致较低的效率,较大的电感以暂态响应为代价提供更高的效率。本文中讨论的其他电感(表1)经过选择可以与评估板的PCB封装相匹配,并且能以最小的改动(如果需要)来配合评估板的电路(请参考附录部分)。

图1. 本图显示了降压型开关稳压器MAX8646评估板的电路。
图1. 本图显示了降压型开关稳压器MAX8646评估板的电路。

表1. 评估电感
Manufacturer Series Inductance (µH) DCR (mΩ) Current Rating (A) Dimensions
(mm x mm x mm)
Toko® FDV0620 0.2 4.5 16.2 6.7 x 7.4 x 2.0
0.47 8.3 11
1.0 18 7.7
FDV0630 0.47 4.6 16 7.0 x 7.7 x 3.0
1 10 9.1

尺寸考虑

表1中两个系列的电感提供不同的磁芯尺寸。它们的引脚相同,但是FDV0630系列电感在电路板上要高1mm。较高的高度使得使用较短的铜线成为可能—使用更大的直径或较少的匝数,或二者兼具。

0.2µH以及更低的电感表现出很低的效率,因此更小的电感未予考虑。较小的电感值还带来较大的峰值电流,它必须保持低于MAX8646的最低电流限制以防止失稳。另一方面,大于1µH的电感也不合适。评估0.47µH和1µH的电感值将使得这些折衷更加清楚。请注意较大的FDV0630系列电感具有相同的电感值和引脚,但是提供更低的电阻和更高的额定电流。关于电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较超出了本文的讨论范围,但是电感制造商可以提供很多相关主题的文章。

磁芯的考虑

Toko公司的FDV系列电感采用铁粉芯,它们提供更好的温度稳定性并且相对于其他可选磁芯成本更低。其他选择是钼坡莫合金粉末(MPP)、气隙铁氧体以及(例如)铁硅铝磁合金(Kool Mµ®)或高磁通磁环。鉴于混合镍、铁和钼粉末的成本,MPP通常是最昂贵的选择。铁硅铝磁合金(Kool Mµ)是一种次昂贵的复合粉末磁芯。在多数电源中常见的罐形、E和EI形磁芯为气隙铁氧体。这些外形可以在必要时提供灵活性和可变性,但是成本更高。高磁通磁环通常用于滤波电感而不是电源变换电路。

性能评估和效率比较

图1电路中各种电感的效率比较(图2)显示,在输出电流低于2A时1µH电感具有最好的效率,在低于3A时0.2µH的效率最低。在电感量相同时,尺寸较大(FDV0630)直流电阻较低的电感在整个输出电流范围内可提供0.5%至1%的效率提升。

图2. 图1电路使用各种电感工作时的效率与输出电流的对应关系
图2. 图1电路使用各种电感工作时的效率与输出电流的对应关系

对于FDV0620系列的0.47µH和1µH电感,可以注意到在2A附近其效率曲线有一个交叉:2A以下1µH电感具有较高的效率,2A以上0.47µH的效率更高。1µH电感所具有的较大串联电阻导致了这种效率的差异。

开关波形的比较

另一种性能折衷(图3图4)可以在电感电流、电感电压(引脚14至引脚16)和输出电压纹波的典型波形中看到。图3使用电感量较小的FDV0620-0.47µH电感产生较高的峰值电流。输出电压纹波低于18mV峰峰值,而FDV630-1.0µH电感(图4)产生的纹波峰峰值刚超过12mV。峰值电流对输出电容充电并且提供负载电流。在电容的ESR上会流入和流出较大的电流,这将产生较高的输出电压纹波。如果必要,可以通过使用较大的输出电容来降低该纹波。

图3. 图1电路使用FDV0620系列的0.47µF电感工作在3.3V输入,1.8V输出,3A负载电流时的波形。CH1 = VLB,CH4 = ILX,CH2 = VOUT (CH1为引脚14至引脚16的电压而非电感两端的电压)。
图3. 图1电路使用FDV0620系列的0.47µF电感工作在3.3V输入,1.8V输出,3A负载电流时的波形。CH1 = VLX,CH4 = ILX,CH2 = VOUT (CH1为引脚14至引脚16的电压而非电感两端的电压)。

图4. 类似于图3,但是使用FDV0620系列的1µF电感
图4. 类似于图3,但是使用FDV0620系列的1µF电感

负载暂态的比较

不同的电感提供不同的负载暂态响应(IC和补偿网络同样对该响应有贡献)。MAX8646 IC需要外部补偿,但是其他开关稳压器IC包含内部补偿,它们通常指定允许的电感值范围。从另一方讲,外部补偿允许设计更加灵活。

图5图6给出了图1所示电路在从2A至5A再返回至2A的负载阶跃时FDV0620-0.47µH和FDV0620-1µH电感的负载暂态响应,在图6中,外部补偿经过调整以配合1µH电感值。参考图1,改变了以下三个元件来达到该目的:C10 = 1000pF,R4 = 5.9kΩ,R6 = 316Ω。请注意图5中的输出电压过冲要低于图6。对于具有相同电感量的DV0620和FDV0630系列,测量到的响应相同。

图5. 图1电路使用FDV0620系列的0.47µF电感工作在3.3V输入,1.8V输出,2A至5A输出电流时的负载暂态CH4 = IOUT、CH2 = VOUT。
图5. 图1电路使用FDV0620系列的0.47µF电感工作在3.3V输入,1.8V输出,2A至5A输出电流时的负载暂态CH4 = IOUT、CH2 = VOUT

图6. 类似于图5,但是使用FDV0620系列的1uF电感
图6. 类似于图5,但是使用FDV0620系列的1µF电感

工作原理

在描述了电感选择的测量结果之后,我们现在概括其工作原理。下面的等式忽略真实电感的寄生特性,但是它仍可为电感的工作原理提供良好的理解。

等式1

高边MOSFET在电感充电期间(tON)导通,将电感连接至输入电源电压。在确定电感值以后,可以用tON = ΔT替换dt,用(VIN- VOUT)替换V,然后计算ΔI (即di)。表2给出了图1所示电路中(I与本文所讨论的电感之间的对应关系。图1中电路满足表2参数的条件是VIN = 3.3V,VOUT = 1.8V,(ΔT = D × T,其中D为占空比(VOUT/VIN),T为开关周期(1/fS)。

表2. 给定电感值与电感电流变化值
Inductor (µH) ΔI (A)
0.47 1.74
1 0.818

di/dt (ΔI/ΔT)的中值等于IOUT,因此峰值电流等于IOUT加ΔI/2。可以看到在负载电流相同时较小的电感将导致较大的峰值电流。

直流电阻(DCR)

IC和电感的功率损耗可以从效率曲线得到。对于图2中的FDV0620-0.47µH,输出电流取1A时效率为92.5%。输出功率为1A乘以1.8V即1.8W,因此输入功率为1.8/0.925 = 1.946W。总损耗为PIN - POUT = 0.146W。主要的功率损耗来自电感直流电阻、MOSFET RDS(ON) (导通电阻)以及开关损耗。IOUT² × DCR等于电感的功率损耗。

FDV0620-0.47µH在1A输出电流时的DCR损耗为8.3mW (见表3),占总损耗的5.7%。在IOUT = 4A,PIN = 8.1W,POUT = 7.2W (效率 = POUT/PIN = 88.9%)时,总损耗为PIN - POUT = 0.9W;FDV0620-0.47µH在4A时DCR损耗为132.8mW,占总损耗的14.7%。IOUT2的结果是在较大输出电流时DCR损耗更大。

表3. DCR引起的功率损耗
Series and Value PDCRLOSS at
IOUT = 0.5A (mW)
PDCRLOSS at
IOUT = 1A (mW)
PDCRLOSS at
IOUT = 4A (mW)
FDV0620-0.47µH 2.1 8.3 132.8
FDV0630-0.47µH 1.15 4.6 73.6
FDV0620-1µH 4.5 18 288
FDV0630-1µH 2.5 10 160

导通损耗

导通损耗是电感电流或IOUT、占空比(D)和RDS(ON)的函数:

PCONDM = ILX² × RDS(ON) × D

高边导通损耗为:
1A输出电流时,PCOND = 1² × 0.022 × 1.8V/3.3V = 12mW。
4A输出电流时,PCOND = 4² × 0.033 × 1.8V/3.3V = 288mW。

低边导通损耗为:
1A输出电流时,PCOND = 1² × 0.022 × (1-1.8V/3.3V) = 10mW。
4A输出电流时,PCOND = 42 × 0.033 × (1-1.8V/3.3V) = 240mW。

1A时RDS(ON)取室温时测量的典型值,但是大电流时MOSFET工作在较高的温度。RDS(ON)可以进行调整以适应较高的温度,因此在4A输出电流时取33mΩ。

开关损耗

开关损耗发生在开关打开和关闭的过程中,由MOSFET栅极电容充放电电流引起。在开关打开的瞬间,开关两端的电压较高,但是在电压下降前电流持续上升。下面的等式可以使用逼近法粗略计算开关的功率损耗:

PSW = ½V × IOUT × tSW × fSW

其中tSW为开通或关闭时间,fSW为开关频率。对于1A输出电流,

PSW = ½ × 3.3V × 1A × 5ns × 1MHz = 8.24mW

在本例中无法方便的测量tSW,因为MAX8646的开关内置,它们共享公共连接LX (引脚15至引脚16)。在死区时间前后,LX端的上升和下降时间大致各为5ns。

上面的功率损耗计算同时适用于开通和关闭。因为本例中LX端的上升和下降时间tSW相同,可以将该数值乘以4。如果MOSFET外置可以进行测量,然后可以单独计算得到更精确的结果。对于0.47µH电感,在1A输出电流时开通和关闭损耗大概各为32.96mW。

结论

在为PWM电压模式开关稳压器选择电感时的折衷可以方便的进行确定。较大的电感提供较低的峰值电流和较低的损耗,可以提高效率。较小的电感通常带来较低的效率,但是在负载变化时提供更快速的响应。另外,类似于电感值,较大的磁芯尺寸可以在电感值相同时提供更低的DCR,较低的DCR可以获得更好的动态性能。在任何情况下,在确定最终电路之前都必须经过测试!

附录—硬件说明

MAX8646评估板(图1)允许客户评估6A降压转换器MAX8646。评估板由2.35V至3.6V输入电压供电,产生可选的输出电压,负载电流高达6A。该电路中的MAX8646工作在1MHz开关频率,配合图中元件可以提供较高的效率。

降压型开关稳压器MAX8646使用脉冲宽度调制(PWM)来稳定输出电压,高边和低边开关为低RDS(ON) n沟道MOSFET。为了获得快速的暂态响应并且充分利用高频开关的带宽(500kHz至2MHz),其电压模式误差放大器具备3型补偿。

类似文章于2006年6月5日发表在Power Management DesignLine网站。