应用笔记 3632

无源收发混频器IC中的宽带LO噪声


摘要 : 无源双平衡混频器由场效应管和二极管组成,可以在蜂窝基站收发器中作为上变频器或下变频器。高线性度(IP3)、低噪声及无杂散响应的上/下变频器需要低电平本振信号,可以通过内置缓冲放大器配合FET和二极管混频器核达到上述要求。缓冲放大器的宽带噪声会削弱接收和发射信号。这种噪声可以通过一个参数定义、描述。对于无源混频器IC引入一个以dBc/Hz为单位的噪声参数,该IC用于基站收发器时,用户可以计算出系统损耗。

引言

理想状况下,蜂窝基站发送器的发射功率应该集中在所分配的频段内。但是,即使没有功率放大器产生再生频谱,这也是一个颇具挑战的设计。上变频器发射信号中存在宽带残留相位噪声底,会混入接收器产生干扰。宽带噪声的电平虽然很低,但对于一个协同工作的接收器来说,会大大降低其灵敏度。传统基站发送器采用分立无源二极管或场效应管混频器核,LO端口匹配阻抗为50Ω,能够在LO信号进入LO端口之前滤除宽带噪声。集成了混频器和调制器的方案提供片内本振驱动电路,内部电路降低了宽带输入噪声。为了得到较低的带外发射噪声,设计了宽带噪声较低的LO缓冲器。有助于降低前端设备中双工滤波器和高Q值发送滤波器的噪声抑制要求。

接收微弱的带内信号时,蜂窝基站接收器必须处理高电平阻塞干扰。阻塞信号与本振噪声经过混频器混频,增加了IF输出端信号频带的噪声底。本文评估了基站混频器IC及混频器噪声,并指定一个参数,用来表述器件作为下变频器时接收器的单音信号灵敏度和作为上变频混频器时的带外发射噪声。

基站混频器

基站接收器中广泛采用无源二极管和场效应管构成的混频器。这些器件要求较高电平的本振驱动(大于17dBm),以获得高IP3。图1给出了基站接收器中采用无源分立混频器的应用方案。它们与分立的IF放大器一起驱动声表面波(SAW)滤波器,并由分立LO缓冲放大器驱动。尽管有源IC Gilbert混频器可以提供所需增益,但仍不能满足基站系统对线性度和噪声的严格要求[2,3]。近期推出的新型的硅混频器IC [7]具有非常高的线性度(IP3 = 34dBm)和低噪声系数(NF = 7dB),可以满足基站设计的要求。这些混频器具有内部本振驱动器,不需要外部提供大信号驱动。与Gilbert混频器不同的是,这些无源混频器IC是可逆的。它们既可以作为上变频器,又可以作为下变频器。与IF放大器串联一起工作时,可提供高IP3 (26dBm)和低的NF (<10dB),并且具有足够的增益,以弥补接收器中由SAW滤波器带来的损耗。图2给出了一款高动态范围(HDR)混频器IC的功能框图。这些器件可以适应电平低至-3dBm的本振信号。它们采用小尺寸5mm x 5mm QFN封装,电路板尺寸远远小于分立方案。

图1. 二极管和场效应管构成的无源混频器在基站接收机中的典型应用。图中插入的封装形式为Mini-Circuits® TTT 167 (面积为12.7mm x 9.5mm)。
图1. 二极管和场效应管构成的无源混频器在基站接收机中的典型应用。图中插入的封装形式为Mini-Circuits® TTT 167 (面积为12.7mm x 9.5mm)。

图2. 典型的高动态范围基站接收混频器IC,采用5mm x 5mm的封装形式,内置RF和LO非平衡变压器、LO缓冲器、FET和二极管混频器、IF放大器。性能优于分立混频器,尺寸更小、功能更强大。
图2. 典型的高动态范围基站接收混频器IC,采用5mm x 5mm的封装形式,内置RF和LO非平衡变压器、LO缓冲器、FET和二极管混频器、IF放大器。性能优于分立混频器,尺寸更小、功能更强大。

混频器噪声模型

在接收混频器中,常常关注的噪声是热噪声。用它说明混频器的噪声性能,该混频器带有一个50Ω匹配阻抗的RF输入,噪声功率密度为-174dBm/Hz (kTO)。输入热噪声可根据混频器噪声系数(10log10F)的定义求得。



在接收通道,当RF端出现较强的RF信号时,会发生相互混频,产生额外的噪声,测量噪声系数时没有将其计算在内。相对于输入信号的相互混频噪声Nrmi可以根据在指定阻塞电平Sb1下进行评估。给定混频器的LO噪声底L和带宽B,IF处的混频噪声为:



如果干扰信号的频率偏离信号频率很远,可假定相位噪声是平坦的。这两个噪声源不相关[4],并且可以叠加,如图3所示。存在阻塞时,输入与输出信噪比的衰减可以表示为:



图3. (a) RF阻塞电平为(Sb1)与本振宽带噪声相互混频。(b)表现形式为两个相互独立的噪声源:Nthi和Nrmi。
图3. (a) RF阻塞电平为(Sb1)与本振宽带噪声相互混频。(b)表现形式为两个相互独立的噪声源:Nthi和Nrmi

基站系统对宽带LO噪声的要求

接收器的主要指标是灵敏度,由于接收器并非工作在理想状态,允许对接收信号有一定程度的影响。例如,GSM系统中,在规定的最大允许误码率下,基站应该能够接收到强度为-104dBm的信号。存在干扰信号时,GSM基站的接收灵敏度仅下降3dB。图4显示了这些干扰信号的电平以及偏离载波的程度。对于一个带宽B = 200kHz的GSM系统来说,当阻塞电平为-13dBm (Sb1),希望信号的电平为-101dBm时,可以计算出宽带LO噪声L = 151dBc/Hz [4]。

图4. GSM系统的干扰电平是频率偏差的函数。
图4. GSM系统的干扰电平是频率偏差的函数。

基站发送器按照带内、带外频谱模板发射信号,GSM还规定了接收频带的最大允许发射能量为-98dBm [8]。如果基站发射一个43dBm (20W) 、宽带噪声为160dBc/Hz的信号,那么,-117dBm/Hz (43 -160)的噪声会注入到接收器。带宽(B)为200kHz的GSM系统噪声电平为-64dBm。这一噪声在接收频带产生不希望的干扰,比-104dBm最小接收信号电平高出4dB。连接发送器/接收器和天线的双工器必须有足够的噪声抑制能力,使发射噪声从-60dBm衰减到-98dBm以下。发送混频器IC产生的宽带噪声越大,对双工器在接收频带的滤波要求就越高。

基站混频器IC的宽带噪声参数L

接收器

在高线性度无源混频器IC中,输入信号电平变化时,本振缓冲放大器用来为混频器核提供恒定的高电平驱动。这些缓冲器输出较高电平的信号,直接驱动混频器核,以获得高线性度(IP3)。无源混频器IC中的本振缓冲器会降低滤波后的宽带信噪比(低电平输入)。滤波后的宽带噪声底可以达到-174dBm/Hz。对于0dBm信号,IC LO端口的宽带信噪比为174dBc。实际IC本振的大信号缓冲器不可能把该比率降到155dBc/Hz以下,达到系统要求的指标。这些缓冲器集成在芯片内部,非50Ω系统,用户不可能接触到内部LO缓冲器的输出端,但可以测出这些缓冲放大器信噪比的下降程度。利用阻塞信号,测量匹配在50Ω的IF端口噪声输出,可以确定接收混频器信噪比的下降程度。式4中,特征参数L的单位为dBc/Hz,演算方法请参考[4]中有关噪声测量的说明。

图5所示曲线是无源下变频混频器(MAX9994)在PCS/DCS/UMTS频段的RF-IF SNR衰减状况,可以看出SNR衰减量是阻塞电平的函数。图5是式4的图形表示,它是本振噪声L的函数,单位为dBc/Hz。图中给出了四个不同区域的噪声。RF阻塞电平较低时,SNR衰减基本由热噪声F产生。通常,混频器的“噪声系数”就是热噪声。当阻塞电平增加时,区域2的热噪声和相互混频噪声对SNR的影响相同。区域3是特征曲线的直线部分,这时,SNR衰减基本取决于本振噪声。基站接收混频器设计用来处理区域3的阻塞电平。图中数据表明仿真结果和式3、4给出的设计模型相吻合。在区域4中,测量数据和特征曲线之间的偏差比较明显。这是因为简单模型中没有考虑压缩效应。

图5. MAX9994 HDR混频器IC的噪声特征曲线,为RF电平的函数。图中重点表现了曲线不同区域和影响因素。在曲线的直线部分接收混频器设计用于处理阻塞电平。
图5. MAX9994 HDR混频器IC的噪声特征曲线,为RF电平的函数。图中重点表现了曲线不同区域和影响因素。在曲线的直线部分接收混频器设计用于处理阻塞电平。

MAX9994下变频无源混频器与IF放大器串联。这款下变频混频器的标称增益为8.5dB, NF = 9.5dB, P1-dB = 13-dBm,消耗220mA的直流电流。标称输入截取点(IP3)为26dBm至27dBm。利用文献[4]中的测试装置可以测量阻塞状态下的SNR衰减。阻塞电平为5dBm时,SNRin/SNRout是19-dB,通过在阻塞状态下测量下变频器的输出噪声底得到。该点正好位于图5曲线的L = -160dBc/Hz处。因为缓冲器-放大器噪声是导致SNR衰减的主要因素,热噪声在一次逼近时可以忽略,所以该区域可以很好地表现LO噪声(L)特性。从SNR衰减19dB可以反过来检验LO噪声。根据输入噪声,Ni = -174 + 19 = -155dBm/Hz。因为阻塞电平为5dBm (Si),信噪比衰减,L = -160dBc/Hz。

发送器

MAX2039使用了一个无源场效应管混频器,具有与MAX9994相同的LO缓冲器。IC可以用作上变频器和下边频器,两种情况下的变换损耗(Lc)均为7.0dB。下变频和上变频时,IP3分别为34.5dBm和33.5dBm。用作上变频器时,“接收器”部分提到的LO噪声参数同时也决定了RF端的宽带输出噪声底。如果这个结论成立,下变频器中本振缓冲放大器噪声(L)与输入RF阻塞电平的相互混频应该与IF信号和RF发射端口噪声(L)的相互混频相同。MAX9994和MAX2039使用相同的无源混频器和缓冲放大器,如果能测量到MAX9994中的L,那么就可以使用同一个L推导MAX2039的宽带发射噪声。我们的目标是用接收器测量确定的L推算发射噪声,并通过测量对其进行校验。

特性曲线中的区域3存在阻塞电平,假如Prf = 5dBm, 那么IF放大器增益未被压缩。MAX9994中无源混频器输出端的噪声底比IF放大器的输入噪声(2.5 - 174dBm/Hz)要高(Pin - Lc + L = 5 - 7 + 160 = -158-dBm/Hz)。这个噪声仅由IF放大器放大,并出现在MAX9994的输出端。因而,MAX9994中无源混频器的LO噪声测量不会受IF放大器的干扰。

根据LO噪声、接收模式下无源混频器的L = 160dBc/Hz,以及混频器的变换损耗Lc,可以推出发送状态下的以下结论:一个10dBm的输入IF信号,会在输出端产生3.0dBm、噪声底为3 - 160 = -157dBm/Hz的 RF信号。当这个外部RF噪声底被器件放大22.0-dB后,可以得到Nout = -135dBm/Hz。可以通过图6所示装置验证这一结论。因此,可以用一个参数L (dBc/Hz),测定发射噪声底,该参数在阻塞噪声测量中的推导方法请参考文献[4]。

图6. 测量上变换器RF输出噪声的实验装置。
图6. 测量上变换器RF输出噪声的实验装置。

结论

本文介绍了LO噪声对基站收发混频器的影响。着重讨论了由多级缓冲放大器驱动的场效应管、二极管核混频器的SNR测量方法。
  1. 阻塞情况下,下变频接收器的SNR衰减;
  2. 上变频混频器中,RF输出噪声底的确定。
文章给出了基站中无源混频器IC的本振噪声L (单位dBc/Hz)定义,利用它可以评估噪声对收发器性能的影响。

参考文献

  1. Frequency Mixers Level 17. (Available at www.minicircuits.com)
  2. H .Wohlmuth and W.Simburger,"A High IP3 RF Receiver Chip Set for Mobile Radio Base Stations Up to 2 GHz," IEEE JSSC, July 2001.
  3. U. Karthaus, "High Dynamic Range SiGe Downconverter with Power Efficient 50O IF Output Buffer," 2004 RFIC Symposium Digest, pp 551-554.
  4. K.Krishnamurthi and S.Jurgiel, "Specification and Measurement of Local Oscillator Noise in Base Station Mixer ICs," Microwave Journal, April 2003, pp 96-104.
  5. E.Ngompe, "Computing the LO Noise Requirements in a GSM receiver," Applied Microwave and Wireless, pp.54-58, July 1999.
  6. Draft GSM 05.05 V8.1.0, European Telecommunications Standard Institute, pg 29, Nov 1999.
  7. Maxim Integrated, MAX9994, MAX9996 and MAX2039 datasheets.
  8. "Requirements for Spurious emissions in Receiver Bands," Section 6.6.2.1.4, ETSI TS 101 087 V8.5.0 (2000-11), page 41.
类似文章刊登在2005年8月的Microwaves & RF
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